紫外光通讯体系的噪音处置探新范文

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数据采集部分的设计

编写FPGA与PC之间的接口程序,控制数据采集的过程。在数据采集部分,FPGA收到PC发来的请求信息后,检测AD(模/数)时钟(384kHz)的上升沿,然后读取采样结果,并将其存储到FPGA开发板的SRAM中,SRAM的大小为256k×16bit,共512k字节。12位的AD采样数据存储到16位数据位的低12位,高4位补0。为方便后面进行频谱分析,我们每次采集240×1024共245760个采样值。当采集到245760个采样值后,FPGA停止读取AD的采样值,数据采集完成。

数据传输部分的设计

在数据采集模块中,PC与FPGA之间通过USB接口进行通信,对USB芯片进行固件编程并编写驱动程序,使其完成数据搬运的功能。对芯片进行8051固件编程,将其设置为SlaveFIFO(从属先入先出)模式,即将其作为一个高速FIFO进行读写操作。通过8051固件将相关的寄存器配置完毕,且使自身工作在SlaveFIFO模式后,FPGA即可按照SlaveFIFO的传输时序与主机进行高速通信。当数据采集工作结束后,FPGA开始读取SRAM中的数据,并将其写入CY68013芯片的FIFO中,然后返回给PC,在PC上显示出来,完成整个数据传输的过程。

噪声特性分析

1PMT暗电流噪声

PMT因其自身的工作原理以及制作工艺等问题会引入噪声。PMT在完全黑暗的环境中仍会有微小的阳极电流输出,经过PMT自身所带的放大器后转换为噪声电压,这种噪声电压称为PMT的暗电流噪声[1],是PMT引入的主要噪声,会对系统后面的判决部分产生不利影响。PMT暗电流密度j可以表示为式中,e为电子电荷;m为电子质量;k为玻耳兹曼常数;h为普朗克常数;T为温度;W为发热溢出功率。实验中将PMT的密封盖盖好,使PMT的接收端处于完全黑暗的状态下,通过数据采集模块采集此时PMT产生的暗电流噪声数据,然后分析PMT暗电流噪声的时域和频域特性。图3(a)所示为PMT暗电流噪声的时域和频域分布。从时域上看,暗电流噪声基本在100mV上下波动,由于AD9220将负电压信号均转化为0,因此AD输出的最小电压为0。从频域上看,除了丰富的低频和直流分量外,其他频率的幅值基本相同,因此PMT暗电流噪声的频谱分布与白噪声的频谱非常相似。

2PCB热噪声

在PCB中,制作工艺等问题会使信号中叠加入热噪声,电子器件的噪声特性不理想也会引入宽带热噪声,这些热噪声都对信号有很大的干扰。在实际测试中,我们接入1.5V的直流信号,然后利用数据采集模块采集直流信号。图3(b)所示为直流信号的时域和频域分布。从时域上看,信号以1.5V为基准上下波动,波动范围约为100mV。从频域上看,除了直流分量较大之外,其他频率处的幅值基本相同。可以看出PCB引入的噪声为宽带热噪声。

3EMI(电磁干扰)噪声

由于PMT接收端工作时长时间暴露在外界环境中,日光和电设备都会对系统产生EMI,在系统发射端同样会带入EMI噪声,这些EMI噪声叠加于信号之上,形成很大的干扰。在室内环境中,EMI噪声主要体现为日光灯的噪声,而日光灯主要分为两类:一类频率为100kHz,另一类频率为100Hz。这两类日光噪声经过PMT后都会以正弦波叠加于信号之上,形成干扰。我们分别采集这两种噪声信号,得到100kHz噪声的时域和频域特性如图3(c)所示,100Hz噪声的特性如图3(d)所示。从时域图可以看到两种噪声电压都基本呈现正弦波波形,频率分别为100kHz和100Hz。

从频域图可以看出两种噪声分别在100kHz和100Hz处有较大的幅值,这说明噪声信号主要集中于这两个频率之上。

4电源引起的噪声

在紫外光通信系统中,稳压电源输出电压纹波抑制比不理想,会对系统引入噪声。将稳压电源输出设置为2V,利用数据采集模块采集输出电压信号,图3(e)所示为电源输出电压的时域和频域特性。可以看出,电源电压有约60mV的抖动,呈现出热噪声特性。

5受到噪声污染的信号

在现有平台上我们实现了采用OOK(开关键控)调制方式的速率为38.4kbit/s的紫外通信,在接收端采集一帧数据信号进行分析,这帧信号中混有各种噪声的影响。图3(f)所示为紫外通信中一帧信号的时域和频域特性,由于脉冲成型方式采用单极性不归零码而且加入了扰码功能,因此基带信号频谱主要集中在5~20kHz范围内。

数字滤波器的设计

当前的紫外通信系统大多使用模拟滤波的方式。与模拟滤波器相比,数字滤波器具有精度高、稳定性好、体积小、重量轻、灵活和不要求阻抗匹配等特点,因此在紫外通信系统中,使用数字滤波器对AD转换后的数字信号进行处理可以很好地达到降噪的目的。

1数字滤波器的选择

从图3可以看出,PMT转换后的信号频谱主要集中在5~20kHz的范围内,而PMT暗电流噪声和PCB的热噪声基本呈现出宽带白噪声的频域分布特性,因此当外界日光噪声为100kHz噪声时,应该选择最优化设计法设计FIR(有限冲击响应)低通滤波器。经过研究发现,并不希望实际中的低通滤波器具有理想的幅频特性,即过渡带不应该很窄,因为这种情况下单位阶跃响应会有过冲和振铃现象,不利于后续的判决。因此低通滤波器应该在抑制噪声的同时获得一个比较平缓的过渡带,这样才能保持信号不发生畸变。当外界日光噪声为频率为100Hz的噪声时,需要在低通滤波器之后加入一级高通滤波器级联成为带通滤波器,选用汉明窗设计高通滤波器可以滤除100Hz噪声带来的影响。

2数字滤波器的设计

图4(a)、(b)分别为使用最优化设计法设计的FIR滤波器的幅频特性和相频特性曲线。从幅频特性上看,数字滤波器对100kHz的频率分量有约20dB的衰减,阻带有约40dB的衰减,抑制了带外噪声的影响;从相频特性上看,在信号频谱范围内相频特性呈现出严格的线性相位特性,使信号不会产生失真。图4(c)、(d)分别为选用汉明窗设计的高通滤波器的幅频特性和相频特性曲线。从幅频特性上看,数字滤波器对100kHz的噪声分量有约40dB的抑制;从相频特性上看,在信号频谱范围内相频特性呈现出严格的线性相位特性,信号不会产生失真。

数字滤波器性能分析

1数字滤波器性能分析

采集噪声经过滤波器后的数据,观察滤波器对噪声的抑制作用。PMT暗电流噪声、直流信号、100kHz日光噪声、100Hz日光噪声和电源输出电压通过相应滤波器后的时域和频域特性曲线如图5所示。可以看出,经过低通滤波后噪声波动幅度明显减小,日光噪声在100kHz和100Hz处的分量受到明显的压制。与图3对比可以看出,滤波器对这些噪声均有很好的抑制作用。

2低通滤波器对信号的改善

以一帧信号来分析测试信号经过低通滤波器后波形的变化,如图6所示。可以看出,由于噪声的影响,滤波前的信号波形带有很多“毛刺”,且在‘0’电平时波形抖动很明显;当信号经过过渡带较窄的低通滤波器后,出现了很明显的过冲现象,这就是滤波器过渡带过窄带来的不利影响,不利于后续判决;而当信号经过过渡带较平缓的低通滤波器后,波形变得平整且不会出现过冲现象。

3带通滤波器对信号的改善

仍以一帧信号来进行分析。将滤波器进行级联构成带通滤波器,即信号先经过低通滤波,再经过高通滤波,观察信号经过带通滤波前后波形的改善情况,如图7所示。可以看出,经过滤波后信号波形产生了较大的变化。由于直流分量被抑制,因此信号波形由单极性码变为双极性码。虽然高通滤波的幅频特性不是特别理想,对信号的部分频谱有一定抑制,导致信号波形不是很平整,但通过采用动态判决门限的方式可以实现正确接收。4.4性能提升分析通过对FIR型低通滤波器和高通滤波器进行测试并对比滤波前后的数据可以发现,低通滤波器对PMT暗电流噪声、PCB热噪声和100kHz日光噪声都有比较明显的抑制作用,同时使信号波形得到改善,波形更加平滑;高通滤波器对100Hz日光噪声有很明显的抑制。下面通过SNR(信噪比)来分析数字滤波器给系统性能带来的提升。取一帧信号进行分析,设噪声数据为noise(n),信号数据为signal(n),则SNR可表示为经过计算可知,当外界日光噪声为100kHz噪声信号,同时考虑PMT暗电流噪声和PCB热噪声时,信号通过低通滤波器前后SNR分别为12.0492和15.1025dB。

可以看出,经过低通滤波后,系统的SNR得到近3dB的提升。当外界日光噪声为100Hz噪声信号时,信号经过带通滤波器前后SNR分别为11.4165和18.5807dB。可见,经过带通滤波后SNR得到近7dB的提升。

结束语

本文分析了噪声对紫外光通信系统性能的影响,分析了PMT暗电流噪声、PCB热噪声、EMI噪声以及电源引入噪声的时域和频域特性,可以看出，若不对噪声进行处理会严重影响系统性能。在FP-GA上实现了两种数字滤波器,分别用于外界噪声不同的情况时,可以有效减小噪声对系统的影响,对于采用OOK调制方式的紫外光通信系统,其SNR可以提高3~7dB,从整体上改善了系统的误码性能。同时指出,在设计低通滤波器时,过渡带需要比较平缓,以保证信号不发生畸变。

作者：徐浩然左勇张文博范成吴朝烨伍剑单位：北京邮电大学信息光子学与光通信研究院信息光子学与光通信国家重点实验室