标签芯片电路设计论文范文

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1电路基本原理

1.1电路振荡原理介绍弛豫振荡器电路如图1所示。假设节点Vswitch和Clock＿out输出是低电平，那么N4处于关闭状态，由P4和N5组成的反相器给电容C1充电，使节点Vramp电压升高。同时，N1的源极电位也成比例升高，也就是节点VR1电位升高，并产生了一个流过电阻R1的电流IR1，该电流同样流过N1。随着电流IR1的升高，由于恒流源P1的电流是一定值，造成流过N3的电流减少。N3将栅极和漏极短接，将流过的电流转换成电压。将N3设置工作在亚阈值区，则N3漏极电流与栅极及漏极电压的关系可以由亚阈值区电流公式决定［8］。随着电流的减少，N3的栅极和漏极电位降低，导致N2管关闭，电流源P2对节点Vswitch充电，并使其升至高电平。此时，电路达到另一个输出状态，缓冲器输出Clock＿out变成高电平，N4管导通，将节点VR1瞬间下拉，UR1为0。由于此时N5，N6不能将节点Vramp的电荷立即全部泄放，所以N1的栅极电位还很高，N1的VGS达到最大值，由P1产生的恒定电流全部流过N1，N4支路。N5，N6以恒定速度对电容C1放电，Vramp线性下降，电路处于稳定状态。随着N1的VGS的下降，流过其电流减小，流过N3的电流增加，使N3的栅极和漏极电位升高。当Vcompare升高到打开N2时，Vswitch降低到0V电位，电路达到另一个输出状态，Clock＿out跳变成低电位，完成循环。

1.2影响振荡器输出频率的因素标签工作的环境温度具有较大的变化范围，可能从负几十摄氏度到近一百摄氏度。根据第2．1节的推导，振荡器输出周期由电容和电阻决定。由于电容和电阻易受温度影响，尤其是CMOS工艺的电阻温度系数一般较大，因此，在设计电路时需考虑电容和电阻随温度的变化。参考文献［9，10］中所提及的温度补偿方法可以在理论上完全消除温度变化对输出的影响，达到由电阻和电容随温度偏移造成的频率温漂为0。但是，通常情况下，MOS管的工作特性会随温度变化，所以，在电路设计时，电阻的选择需综合考虑。标签芯片在向阅读器发送数据进行反向散射调制时，会在一段时间内接收不到电磁能量，时长从1μs到37．5μs。不同的无能量时段长度对芯片造成的影响不同，小到几个微秒的断电不会使电源管理模块提供给振荡器的电压源VDD发生波动。但是，最大37．5μs的断电时长则会造成振荡器工作电压VDD的下降，当标签再次获得能量时，振荡器工作电压恢复正常，造成电源电压抖动。同时，振荡器所用偏置电流也会发生波动。根据ISO／IEC18000－6C协议，通信过程中标签解码以及反向散射编码对时钟精度要求较严格，而RFID系统的基带数字部分可通过采用相对比值解码和区间分段分频控制方法对反向编码的通信速率进行控制，解决对基带时钟精度要求严格的问题。如前文所述，控制好温度等因素对电容值和电阻值的影响，即可解决振荡器输出频率不准的问题。换言之，输出频率可以偏离理想值，且在变化范围较小情况下，数字基带仍然可以正常工作。但是在设计模拟前端时，应当尽量减小振荡器的输出偏差。

2仿真结果及说明

采用SMIC0．18μmCMOS工艺模型，使用Cadence工具对电路进行设计，并采用Spectre仿真器模拟电路性能。仿真中，在理想电压源为1V，理想偏置电流为100nA，室温为25℃时，电源上电时间为5μs，瞬态仿真时长为300μs。振荡器频率为1．925MHz，功耗为0．9μW。图2所示为理想条件下的仿真输出波形和对其进行freq函数处理后的频率曲线，输出是稳定的周期方波，频率为1．925MHz。

2.1输出频率随温度的变化标签芯片需在宽范围环境温度下工作。图3所示为在理想电源电压和电流基准下电路输出频率随温度的变化曲线。

2.2频率随电源电压的变化由于工艺角的影响，电源管理模块输出给振荡器工作的电压源VDD可能会产生一些偏差，不是理想的1V。当标签芯片距离阅读器较远时，芯片获得能量较少，也可能出现VDD偏低的情况。图4给出了在室温下，偏置电流无偏移时，振荡器输出频率随电源电压变化的曲线。可以看出，VDD低于0．95V时，输出频率随VDD降低快速升高，VDD＝0．75V时，输出频率为1．978MHz；VDD＝0．95V时，输出频率出现最小值，为1．923MHz；VDD超过0．95V时，输出频率呈上升趋势，当VDD到达1．3V时，输出频率达到1．941MHz。该条件下，振荡器在0．75～1．3V电源电压下偏离理想频率小于3％。

2.3频率随输入偏置电流的变化与电压产生偏移的原因一样，偏置电流也会产生一定的偏移而影响振荡器的输出频率。图5给出了输出频率随偏置电流变化的曲线。仿真结果显示，偏置电流减少到90nA时，输出频偏小于目标3％以上；偏置电流增大到110nA时，输出频偏接近3％。

2.4电源电压与偏置电流纹波对输出频率的影响反向调制造成标签芯片接收不到能量的最大时间长度为37．5μs，这会使电源管理模块提供给振荡器的电压源和电流源产生相同频率的纹波，而输出频率的波动对数字基带的影响要大于稳定的频率偏差所带来的影响。当电压源降低100mV，偏置电流降低10nA时，得到了如图6所示的振荡器输出频率波动波形。图6中，输出频率的波谷是在电源电压和偏置电流都降低10％时产生的，最小值是1．864MHz；波形的最大值是1．926MHz，是电源电压和输入电流正常时的输出频率。此时，输出频率的相对误差为1．64％。

2.5仿真结果说明采用温度补偿方法只是将电阻和电容的温度特性考虑在内，但并没有综合考虑受温度影响的MOS管的工作特性。图3中显示曲线的频率随温度变化很小，满足标签芯片在不同温度下工作的要求。振荡器采用弛豫结构的目的之一是尽量避免电源电压值对振荡频率的影响，图4中的结果显示，该振荡器允许VDD从0．75V到1．3V变化。VDD小于0．75V时，频率明显增加，主要是P2产生的电流对节点Vswitch充电时Vswitch的电压变化幅度减小，导致充电过程缩短、电路循环周期变短、频率增加。为了满足低功耗要求，电路中各条支路的电流都设置得较小，因此，在偏置电流变化时，由P1，P2，P3产生的电流对各个节点的充电过程会明显变化。电流变大时，充电过程加快；电流变小时，充电过程变长。在低功耗时，偏置电流的影响大于工作电压。工作电压和偏置电流的波动和它们发生稳定偏移对输出频率的影响是不同的。由于此系统中数字基带可以处理时钟频率小偏移所产生的问题，但是不能处理时钟波动引发的误差，所以，振荡器对输出频率的波动要求很严格。在本文3．4小节所提到的条件下，该弛豫振荡器输出频率的相对波动很小，小于系统要求的2．5％。

2.6与其他论文数据对比表1提供了文献中电路与本文电路仿真结果的比较。无论是单端环形结构还是差分环形结构，输出频率都易受电源电压和基准电流的影响，且会产生很大的波动。其优点是结构简单、功耗低和省面积。弛豫结构的功耗较大，文献［13］中电路用了一个1MΩ电阻，面积较大。本文电路使用电阻可以小到几十千欧姆，占用面积较小。用略大的面积和功耗换来的优点是输出频率稳定，受电源电压和基准电流影响较小。这也是本设计的优势所在，电阻值减小了90％以上，同时在电源电压和偏置电流瞬时波动10％的情况下，输出符合系统要求。表1本文与其他文献结构的比较参考文献采用结构输出频率／MHz功耗／nW相对面积文献［11］单端环形1．28440很小（全CMOS）文献［12］差分环形5．1224很小（全CMOS）文献［7］弛豫1．922000很大（1MΩ电阻）本文弛豫1．92900适中（65．1kΩ电阻）4总结设计了一种用于UHFRFID标签芯片的弛豫振荡器。理想情况下，电路功耗为0．9μW，工作温度范围为－20℃～80℃，电源电压变化范围在0．75～1．3V之间，偏置电流范围为90～110nA，且允许电源电压和偏置电流发生10％的波动，振荡器的输出频率符合系统设计要求。

作者：安奇陈群超陈金伙黄凤英李文剑单位：福州大学物理与信息工程学院