滤波器设计论文范文
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第1篇
在电路中电容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗随着频率f的增大而减小。因此滤波器电路中一个恰当的接地电容C，可使交流信号中的高频成分通过电容落地，而低频成分可以几乎无损失通过，故将小电容接地等同于设计一阶低通滤波器。在滤波器电路中，多处电容接地设计等同于多个低通滤波器与原电路组成低通滤波器网络，在提高截止频率附近幅频特性的同时会较好抑制高频干扰，因而接地优化在理论上是可行的。
2滤波器设计仿真
根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。
3实物验证与分析
由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。
4结论
第2篇
关键词：谐波；有源电力滤波器；滤波电感设计
引言
并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路（VSI）参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。
图1
1三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理
图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。
以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic＊与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。
以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。
当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3（a）所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。
当电流增大到ica＊＋δ时（其中ica＊为指令电流，δ为滞环宽度），在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。
同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。
当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。
2滤波电感对补偿精度的影响
非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示（以下单相分析均以A相为例）。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时（如从π/2到5π/6段），电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时（从π/6开始的一小段），电流跟踪误差很大；这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。
假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差（即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分）。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小（即A1，A2，A3，A4部分面积越小），网侧电流的谐波含量（尖刺）也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时（即A1，A2，A3，A4部分面积为零时），网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。
分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。
下面介绍如何计算A1面积的大小，
在π/6<ωt<π/2区间内
ic＊(ωt)=Ipsinωt－Id（1）
在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为
ic(ωt)=a1－[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t（2）
ic(π/6)=ic＊(π/6)（3）
ic(t1)=ic＊(t1)（4）
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1（即1/600<t<t1）区间内，ic与ic＊之间的跟踪误差面积A1为
同样可以求出A2，A3，A4的面积。
A2=0.405[（I2dL）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由对称性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为
A=A1＋A2＋A3＋A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]＋[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)]（5）
这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值（假设La=Lb=Lc=L），Id为非线性负载直流侧电流。
3滤波电感对系统损耗的影响
有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的损耗Ploss为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（6）
式中：Pon为开关器件的开通损耗；
Poff为开关器件的关断损耗；
Pcon为开关器件的通态损耗；
Prc为吸收电路的损耗。
3.1IGBT的开通与关断损耗
有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。
由图8可知单个S4开通损耗为
开通损耗为
式中：ic(t)为IGBT集电极电流；
Uc为集射之间电压（忽略二极管压降即为
主电路直流侧电压）；
ton为开通时间；
T0为一个工频周期；
fs为器件平均开关频率；
Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)
式中：toff为关断时间。
3.2IGBT的通态损耗
假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50％，即tcon=0.5Ts。
则通态损耗为
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11）
式中：Ts为平均开关周期；
Uces为开关管通态时饱和压降。
3.3RC吸收电路的损耗
RC吸收电路的损耗为
Prc=6×1/2CsUc2fs(12)
式中：Cs为吸收电容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc（13）
通过以上分析，可以得到系统总损耗为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（14）
4滤波电感的优化设计
在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。
优化目标为minA（Uc，L）
约束条件为Ploss≤（1－η）SAPF(15)
应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95％，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。
5仿真与实验结果
表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。
表1不同电感L取值下仿真结果
交流侧滤波电感L/mH直流侧电压Uc/V网侧电流的THD/％
2.980016
580021.5
780024
图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1％，18.3％，20.1％，与优化分析的结果相吻合。
第3篇
关键词：数字滤波器MATLABFIRIIR
引言：
在电力系统微机保护和二次控制中，很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析，而系统电压电流信号（尤其是故障瞬变过程）中混有各种复杂成分，所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算，改变参数后需要重新计算，在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。
1数字滤波器及传统设计方法
数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转化过程中，使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类，根据数字滤波器冲激响应的时域特征，可将数字滤波器分为两种，即无限长冲激响应（IIR）滤波器和有限长冲激响应（FIR）滤波器。
IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应，与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题，设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。
在对滤波器实际设计时，整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时，首先要根据（1）式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列，然后根据（2）式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时，计算量比较大，设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。
设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核，要得到幅频相频响应特性，运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器，阶数和类型并不一定是完全给定的，很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整，以达到设计的最优化。在这种情况下，滤波器的设计就要进行大量复杂的运算，单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计，可以快速有效的设计数字滤波器，大大的简化了计算量，直观简便。
2数字滤波器的MATLAB设计
2.1FDATool界面设计
2.1.1FDATool的介绍
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具，MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器，包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单，方便灵活。
FDATool界面总共分两大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用来设置滤波器的设计参数，另一部分则是特性区，在界面的上半部分，用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为：
FilterType（滤波器类型）选项，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（带通）、Bandstop（带阻）和特殊的FIR滤波器。
DesignMethod（设计方法）选项，包括IIR滤波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（椭圆滤波器）法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函数）法。
FilterOrder（滤波器阶数）选项，定义滤波器的阶数，包括SpecifyOrder（指定阶数）和MinimumOrder（最小阶数）。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数（N阶滤波器，SpecifyOrder＝N-1），如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。
FrenquencySpecifications选项，可以详细定义频带的各参数，包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定，例如Bandpass（带通）滤波器需要定义Fstop1（下阻带截止频率）、Fpass1（通带下限截止频率）、Fpass2（通带上限截止频率）、Fstop2（上阻带截止频率），而Lowpass（低通）滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时，由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的，所以只需要定义通带截止频率，而不必定义阻带参数。
MagnitudeSpecifications选项，可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时，可以定义Wstop1（频率Fstop1处的幅值衰减）、Wpass（通带范围内的幅值衰减）、Wstop2（频率Fstop2处的幅值衰减）。当采用窗函数设计时，通带截止频率处的幅值衰减固定为6db，所以不必定义。
WindowSpecifications选项，当选取采用窗函数设计时，该选项可定义，它包含了各种窗函数。
2.1.2带通滤波器设计实例
本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器：在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号，对其进行跟踪分析，要求设计一带通数字滤波器，滤除工频及整次谐波，以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求：96阶FIR数字滤波器，采样频率1000Hz，采用Hamming窗函数设计。
本例中，首先在FilterType中选择Bandpass（带通滤波器）；在DesignMethod选项中选择FIRWindow（FIR滤波器窗函数法），接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming；指定FilterOrder项中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函数法设计，只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2，选取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。
在设计过程中，可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求，随时调整参数和滤波器类型，
以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序设计法
在MATLAB中，对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】，可以用来做滤波器的程序设计。
上例的带通滤波器可以用程序设计：
c=95;％定义滤波器阶数96阶
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换，将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用标准响应的加窗设计函数fir1
freqz(h,1,512);％数字滤波器频率响应
在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限，这里不再将源程序详细列出。
3Simulink仿真
本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图，在仿真过程中，可以双击各功能模块，随时改变参数，获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号，，通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign（数字滤波器设计）模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。
可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量（scope1）。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号，是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波，信号的各分量基本同一致，可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用，取得了不错的效果。
4结论
利用MATLAB的强大运算功能，基于MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器，设计方便、快捷，极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性，随时更改参数，以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中，有着广泛的应用前景。
参考文献
1．陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京：水利电力出版社，1992.
2．蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京：中国科学技术出版社，1993
3．楼顺天、李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计－信号处理【M】西安：西安电子科技大学出版社，1998.
第4篇
关键词:滤波器;SIR;电路模型
中图分类号:TN713文献标识码:A文章编号:16723198(2009)21028302
1 引言
随着移动通信技术的发展,研制小型化高性能的微波滤波器成为一种必然趋势。其中SIR(阶梯阻抗谐振器)滤波器是一种比较独特的平行耦合带通滤波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR滤波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特点外,通过控制耦合线段和非耦合线段,可以控制寄生通带的位置,从而解决了谐波抑制的问题,在L波段和S波段得到了广泛的应用。
2 设计原理
一般的设计谐振器级联构成的滤波器过程是,首先根据给定的滤波器指标(如中心频率f0,相对带宽FBW,插入损耗和带外抑制等),通过低通原型获得滤波器的设计参数(级数n和低通元件值gj),然后基于选用的谐振器形式计算滤波器的电参数和结构参数。
对于如图1所示的三阶半波长SIR滤波器,其设计的电参数和结构参数一般基于以下的设计过程。
首先根据中心频率确定单个SIR谐振器的结构参数,如图2所示。其中Wc和Wt的选择将决定滤波器的寄生通带位置,而Sc、Lc和Lt长度的选择将决定滤波器的中心频率位置。然后根据级间耦合系数确定缝隙大小,如图3所示。其中S的大小将决定滤波器的相对带宽。再根据外部品质因素确定抽头的位置,如图4所示。而G的大小将决定滤波器的输入输出驻波情况。
以上的过程可以通过解析法利用其等效模型进行计算,或者通过电磁场仿真软件进行设计。一般而言通过等效模型可以计算出初始值,然后通过仿真软件进行优化,实测结果与仿真结果吻合的较好,但是通过这样的设计过程,仿真的时间往往过长。为了提升设计效率,这里类似设计平行耦合滤波器的常规方式,首先找寻出SIR滤波器的电路模型,然后通过电路模型进行仿真和设计,以加快设计时间。
3 电路模型的提出
毛睿杰等人提出了单个SIR谐振器的电路模型,如图5。其描述出了该谐振器电路中的内部耦合特性。
在此基础上,本文提出图1所示的三阶半波长SIR滤波器的电路模型为如图6所示。
该模型中,将谐振单元的耦合特性和谐振单元间的耦合特性均进行了描述,图中给出了每段微带线的电长度。
利用CAD仿真软件Ansoft Designer进行电路模型的建模,最后的电路模型如图7所示。
模型中,利用一段电长度为qc的六级平行耦合线来表征谐振器的内部耦合和级间耦合的一部分,而级间耦合的另一段由一段平行耦合线来表示。同时模型中,考虑到微带切角和宽度变换对计算精度的影响,而引入了微带弯角和T型接头。到此便完成了三阶半波长SIR滤波器电路模型的建立。
4 电路模型的验证
利用该电路模型,我们设计了一个中心频率1.6GHz的带通滤波器来进行验证实验。
基片的选择为Duroid5880,εr=9.5,整个设计的过程如下:首先选择寄生同带的位置为2.5倍中心频率附近,确定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因为需要设计的中心频率为1.6GHz,选择Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通过调整Lc的长度来使滤波器的中心频率达到设计的要求;该滤波器的相对带宽没有要求,选择S=0.2mm;最后调整G的大小使得滤波器的驻波达到一定要求。因此滤波器设计中所需要调整的参数主要有两个:决定滤波器中心频率的Lc,和决定滤波器驻波的G。
利用图7的电路模型,可以计算出Lc的长度与中心频率的关系如图8。
可见当Lc长度在6.45mm附近时,中心频率为1.6GHz。此时取Lc=6.45mm,根据经验估计G的取值范围介于1-3mm之间,图9给出了G分别取1、2、3mm时的仿真结果。
从图9可以看出G的大小的选择需要从对滤波器S11/S22参数中选择出较为理想的值的确定,这里选择G=1.8。
根据以上的参数选择,设计出滤波器进行比较,其比较结果如图10和图11所示。
从图10和图11的比较结果可以看出,滤波器的带内插损、驻波情况和寄生同带位置的仿真结果和实测结果吻合得较好。而实测滤波器的中心频率比仿真结果偏高约30MHz;实测的滤波器带宽约100MHz,而仿真的设计带宽为130MHz;并且实测的滤波器在低频边带内有一个谐振点使得滤波器的低边带带外抑制较高,实测的滤波器在高频边带的抑制度较仿真结果略低一些。
5 结论
本文从耦合谐振器构成的带通滤波器设计过程出发,分析了三阶半波长SIR滤波器的电路模型,并对该电路模型进行建模和仿真,最后以一个L波段微带SIR滤波器为例,对其设计过程进行了详细的研究,比较了电路模型仿真结果和实测结果的区别。测试结果表明利用SIR滤波器电路模型仿真滤波器这种设计方法具有较高的准确性。
参考文献
[1]M.Makimoto,S.Yamashita.Band Pass Filters Using parallelcoupled strip line stepped impedance resonators[J].IEEE Trans on MTT,1980,28(12):14131417.
[2]M. Makimoto,S.Yamashita.无线通信中的微波谐振器与滤波器[M].北京:国防工业出版社,2002.
[3]S.Y.Lee,C.Ming,New CrossCoupled Filter Design Using Improved Hairpin Resonators[J].IEEE Trans on MTT,2000,12(48):24822490.
[4]毛睿杰, 唐小宏, 马海虹.基于HFSS设计发夹形SIR带通滤波器[J].2005'全国微波毫米波会议论文集,2005: 12091212.
第5篇
关键词：目标跟踪；雷达；多模型算法；IMM（交互式多模型算法）
DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2017.13.196
1 多模型算法的简述
一个线性随机混合系统包括目标的状态方程、目标的测量方程和在马尔科夫链是齐次时，从一个状态模型到另一个状态模型的转移概率，并且每个模式变量在系统的模式空间上的多模型（Multiple Model，MM）估计通常由以下四部分组成：
（1）模型设计。首先，设计一个模型集是由有限个模型构成的，其中，每个模型都和模型空间中的一种模式相对应。即由每个模型匹配在时刻的系统模式。
（2）滤波器的选择。选择合适的递推滤波器才能完成混合估计。对于线性系统常采用的滤波方法有KF，而非线性系统常采用的滤波方法有EKF、UKF等。
（3）估计融合。
（4）滤波器的重初始化。这部分的研究内容是将每个滤波器进行初始化，是不同的MM算法之间的主要区别也是研究的重点。需要得到每个模型在初始时刻的先验概率和初始时刻系统的先验信息。
2 IMM算法的基本原理
IMM算法是次优算法在状态估计的算法，每个k时刻的状态都需要经过滤波器的估计，这时的滤波器就成为当前状态下有效的滤波器。前一时刻所有滤波器输出状态估计的加权值求和是现在每一时刻的初始值。
模型转移概率是IMM算法中可以使用多个运动模型，每个运动模型都有一个对应的滤波器和模型概率，通过马尔科夫矩阵可以完成对不同模型之间的转换。
IMM算法中通过模型概率、模型转移概率以及量测信息来计算每一个滤波器的状态估计值，并在各个滤波器之间进行并行处理，之后模型概率的加权平均值就可以用砑扑慊旌系淖刺的估计值并且能获取状态估计误差协方差。这样就完整的进行了一次一次递推操作。按照此方法并且每次下一时刻完成递推就是依靠前一时刻的状态估计和之前获取的误差协方差来完成的。IMM递推由以下四部分组成：
（1）重初始化过程中，在量测的信息Zk-1条件下先把k-1和k时刻的状态分别与m（i）、m（j）模型相匹配，并把k-1个滤波器的交互作用的结果即混合估计、对应的协方差和从一个模型到另一个模型的转移概率表示出来。
（2）模型条件滤波 获取量测信息之后，进行一步预测在重初始化及KF滤波算法的基础上，进行状态估计和协方差的一步预测并且得到量测预测新息和信息的协方差，最终得到似然函数在高斯条件下模型的匹配和每个滤波器对应的滤波增益并将状态估计和对应的协方差进行更新。
（3）模型概率更新 将每个滤波器对应的模型概率进行更新。
（4）总体估计 即总体的状态估计为所有滤波器的状态估计的概率进行加权求和，时刻的总体估计为
3 IMM 算法的特点
雷达目标跟踪技术在不断发展的同时目标机动性和不确定性因素也原来越复杂，单模型跟踪算法很难再到达我们对目标的预测的精度要求。因为单模型跟踪算法只是适用于跟踪运动状态单一的目标，一旦目标的运动状态有所变化，单模型跟踪算法就会暴露了自身的缺陷，从而导致踪误差大，造成目标丢失的情况也就随之出现。因此，我得出的结论是单模型算法的适应性较差，为了避免上述问题的出现，应该选用IMM算法。
IMM算法的特点：
（1）多个运动模型在IMM算法的模型集中。模型集可以根据所跟踪目标的实际情况进行增加删除修改运动模型，算法的适用范围进行了扩大，较强的适应性目标运动模式的转变。
（2）IMM中将模型转移概率矩阵作为基础理论，可以满足模型之间进行自主切换，自适应性效果明显。
（3）算法中每个模型都有与之对应的滤波器，滤波器可以自行选择，常用的滤波器有 KF。针对不同的实际运动模型，选择针对性的滤波算法，例如UKF、PF等都是比较好的选择。随后对算法进行模块化编程。
4 仿真研究及性能分析
我们判断一个目标跟踪系统的可靠性通过使用均方根误差（Root Mean Square Error， RMSE）。在时刻，RMSE的定义为
其中，蒙特卡洛仿真次数用M表示，数理统计中的大数定理是蒙特卡洛仿真理论依据，对研究的问题建立概率模型，并进行统计抽样随机变量，进行估计结果的精度是基本思想。从式（2）可以看出，RMSE是一种指标用来评价时刻的真实值和估计值，从而可以反映出目标跟踪系统的精度。
参考文献：
[1]王娟.维护国家海权建设海洋强国[J].决策与信息，2013（02）：45-48.
[2]刘安龙.二维相控阵典型信号处理和数据处理算法研究[D].（硕士位论文）成都：成都电子科技大学，2014.
第6篇
【摘 要】针对大型变电站以及厂矿企业配电网等在滤除谐波的同时进行无功功率补偿的工程要求，开发应用大功率混合有源滤波器进行谐波治理，动态地补偿无功和谐波抑制以提高电能质量成为配电网谐波治理方面研究的重要课题。
【关键词】谐波；检测；混合型滤波器；有源滤波器；无源滤波器
1、前言：随着工业技术的发展，电力系统中非线性负荷大量增加，相应的各种非线性和时变性电子装置得以广泛应用，带来了配电网中电流和电压波形的严重失真，从而取代了传统的变压器等铁磁材料的非线性引起的谐波，成为最主要的谐波源，其负面效应是电能质量的下降，同时严重影响着供、用电设备的安全经济运行，使供电和用电企业造成了巨大的经济损失，应用现代技术对谐波进行经济、有效地补偿是目前急待解决的重要问题之一。消除谐波的方法是加装滤波装置，而有源电力滤波器由于具有高度可控性和快速响应性，能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，因而受到广泛的重视，成为目前国内外供电系统谐波抑制研究的热点，有源电力滤波器作为抑制电网谐波、补偿供电系统无功功率的新型电力电子装置得到快速发展，其中并联型有源电力滤波器的使用最为广泛。本课题通过开发应用大功率混合有源滤波器在大型铝型材厂的配电网谐波治理中的应用，动态的补偿无功和谐波抑制来提高电能质量。
2、本论文研究的主要内容：鉴于有源电力滤波器在电网谐波抑制中如此重要的地位，人们对有源电力滤波器的研究也越来越深入，新的研究方法和研究理论不断涌现。本论文针对配电网中谐波源的特征，构建了一种基于电压检测的混合型有源电力滤波器。该混合方案既可以使无源滤波器的滤波效果更为显著，又能极大地节省有源部分的容量。
3、谐波治理方法介绍：目前谐波治理的基本方法有以下三种：（1）减小非线性用电设备与电源间的电气距离。通过减少系统阻抗来提高供电电压等级。（2）隔离谐波。非线性用电设备产生的谐波，不仅直接影响到本级电网，而且经过变压器的传变影响到上级电网。如何把这些非线性用电设备产生的谐波不影响或少影响其他几级电网，这也是谐波治理的一个基本思路。这一思路在电网中广泛采用，发电机发出的电能经过Y/、Y0/、Y0/Y等接线组别的变压器，把发电机产生的三次等零序分量的谐波与上级电网隔离开来，因此在110kV以上高压电网上，三次谐波分量很小，几乎是零。35kV也有少量Y/Y0接线的直配变，因此在35kV系统中三次谐波分量会比高压电网大。（3）安装滤波器。目前对配电侧和用户侧谐波治理的方法，大多采用安装滤波器来减少谐波分量。滤波器分为有源滤波器和无源滤波器两大类。有源滤波器的基本工作原理是把电源侧的电流波型与正弦波相比较，差额部分由有源滤波器进行补偿，这是谐波治理的发展方向。现阶段由于功率电子元件容量做不大、电压做不高，而且成本很高，因此在现阶段不可能大量推广应用。无源滤波器是通过L、C串联或并联，使其在某次谐波产生谐振，当发生串联谐振时，使滤波器两端该次谐波的电压很小，几乎接近零，这类滤波器往往接在变压器的二次侧出口处，从而使变压器的一次侧该次谐波的分量也很小，达到对该次谐波治理的目的。
4、混合型电力滤波器的选择
混合型主要指电力有源滤波器与交流无源滤波器的各种组合， 根据混合的方式不同可分为串-并型混合和并-并型这两种混合型是基于经济上的考虑， 其目的是综合两种滤波器的优点， 让无源LC 滤波器承担基波无功和低次谐波的静态功率， APF 主要用来补偿基波无功和低此谐波的动态功率以及高次谐波，这样可大大降低APF 的容量， 从而降低了整套滤波装置的成本， 达到治理效果与经济的统一。
4.1连接方式
混合型电力滤波器视其中有源滤波器和无源滤波器的连接方式及其与电网的连接方式不同而具有多种拓扑方式。常见的主要有：有源电力滤波器和无源电力滤波器同时与电网并联方式、有源电力滤波器和无源电力滤波器串联后再与电网并联方式、有源电力滤波器与电网串联而无源电力滤波器与电网串联方式等。
4.2电路结构
第一种方式中有源电力滤波器与无源电力滤波器之间存在谐波通道，故影响了整体的滤波特性；第三种方式则适用于直流侧并联大电容时的负载；考虑到晶闸管直流调速系统属于直流侧串联大电感带反电动势的谐波源负载，故此处宜采用第二种方式，即有源电力滤波器与无缘电力滤波器串联后再与电网并联的方式。由此构成的混合型有源电力滤波器电路如图示。
4.3滤波原理
混合型有源电力滤波器的检测控制部分硬件主要由以下几部分组成：（1）电流电压采样电路；（2）带通滤波器；（3）过零比较中断发生部分；（4）DSP计算控制器。将由电流电压采样电路采集得到的信号输入带通滤波器以滤除检测电流电压时出现的噪声和畸变。带通滤波器的中心频率设置在50Hz，它是AF系统在公共连接点处存在电压扰动（畸变、开关纹波和频率漂移等）时仍能正常工作所必需的。带通滤波器的输出分为两路，一路经A/D转换后送入数字信号处理器DSP进行FFT分析，然后存储到一片公用的RAM中，再分析计算控制对象的谐波和无功情况并产生控制信号；另一路则送入过零比较中断发生电路，该电路用来每间隔60°产生一个中断信号。因此，在公共连接点电压的一个周期内将有六个间隔60°的一个脉冲序列从该电路输入到DSP系统作为中断信号。每来一个中断，公共连接点处的电压电流就被检测一次，这样就满足了控制系统实时性的要求。DSP（采用内含PWM产生电路的TMS320F2812）的输出控制TSF和APF的动作。
5、总结：混合型有源电力滤波器由无源滤波器和有源滤波器通过不同的连接方式构成。根据配电网谐波源特征，我们选择了适用的混合型电力滤波器拓扑方式，而针对其中的有源滤波器部分设计了基于电压检测的谐波电流获取方法，并由此构造了电路模型。经仿真实验分析，我们证明该方案具有优良的谐波抑制特性，该设计思路和方法是正确可行的。
参考文献
[1] 王兆安，杨君，刘进军. 谐波抑制和无功功率补偿. 北京：机械工业出版社，1998.
第7篇
【关键词】光伏并网逆变器；LCL滤波器；参数设计
一、引言
随着光伏太阳能电池板的工艺不断进步，太阳能并网发电逐渐成为热点。大功率光伏并网逆变技术是太阳能光伏并网发电领域最核心技术之一。而逆变器侧的滤波器参数选择是关系着其并网的性能优劣的关键点之一。因此，设计参数合适的滤波电路及确定合适的滤波电路参数非常重要。
二、L及LCL滤波器效果对比
并网逆变器滤波结构主要有L型及LCL型。
L型滤波器是一阶的，电流谐波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型滤波器是三阶的，在谐振频率之前，和L一样，电流谐波幅值以-20dB/dec下降，谐振频率之后，电流谐波幅值以-60dB/dec下降。随着频率的增加，在高频阶段LCL能有效抑制谐波成分。同时可以看到，如果想达到相同的滤波效果，LCL型滤波器总电感量是L型滤波器总电感量的1/3，极大的减小了滤波器的体积，节省了材料及成本。
三、500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路参数设计
1.总电感的约束条件
LCL滤波电路中，电容支路开路，总电感大小为L=L1+Lg，根据基尔霍夫电压定理有：
根据图1，可以看出，A点表示逆变器输出电流与电网电压同向，逆变器向电网传输有功功率，功率因素为1。
根据图1，由余弦定理得出：
2.谐振点的约束条件
LCL滤波电路发生谐振时，该次并网谐波谐波电流会显著增加。根据谐振公式，可以知道并网电流发生谐振点频率为：
（3-4）
在大功率光伏并网逆变器控制技术中，一般采用SVPWM调制方式。该调制方式使得谐波电流在开关频率及开关频率倍数附近含量很大。所以，谐振频率应避开开关频率倍数处。工程中，一般将谐振点取在10倍基波频率和一半开关频率的范围之间，即：
（3-5）
3.逆变器侧电感L1的计算
在SVPWM调制情况下，设定电感电流纹波在每一个载波周期内不能超过峰值电流的20%，有：
其中，Ts为载波周期，为纹波电流，。
4.并网侧电感Lg的计算
工程上，一般将逆变器侧电感值的1/6到1/4作为并网侧电感值，即Lg=（1/6～1/4）。
5.电容C的计算
电容导致的无功功率必须小于逆变器总容量的5%，本次计算中选取逆变器额定容量的2%作为无功功率。
6.计算电容侧电阻值Rd
为了使大功率并网逆变器有更好的稳定性，采用控制方法较简单的无源电阻法来并网。它将LCL滤波器电容侧串联入电阻Rd，减小谐振点的谐波电流。Rd的引入导致系统损耗增加。
分析式（3-11），可以看到，功率损耗随电阻的增大，先增大后减小，当时，功率损耗出现的极大值。因此无源电阻取值应该避免这些点。
考虑到谐波电流主要分布在开关频率及其倍数附近，即：
时，逆变器有较大损耗。
综合考虑：
此时，无源电阻功率损耗不大。所以，基于500kW的光伏并网逆变器LCL滤波电路选取的参数如表1所示：
7.验算谐振点
将计算好的各值带入式（3-5），检验电流谐振点，则fres=1493Hz。满足系统要求。
四、仿真验证
采用Matlab/Simulink搭建仿真模块，控制算法用S函数编写而成。
光伏电池板直流电压源采用Boost电路，通过电流闭环控制功率大小，模拟光伏电池板在不同光照下工作。并网逆变器采用SVPWM7段式调制策略，实现单位功率因素的并网运行。
研究发现，为了实现逆变器单位功率因素并网运行，取逆变器侧的电流反馈，此时需要给Q轴给定电流做移相补偿，补偿的无功电流为：
Boost电路中，直流侧电压500V，电感L=10mH，开关频率2.5kHz，支撑电容10mF。三相并网逆变器LCL滤波器参数如表1所示，并网线电压270V。
五、结论
仿真结果如图2～图5所示，可以看到额定功率运行时，并网电流的谐波为1.38%。当轻载运行时，因为调制度降低，SVPWM调制谐波电压含量增加，并网电流总谐波含量为9.29%。
对于输出功率随光照强度变化的光伏太阳能逆变器，仿真证明此LCL滤波器能达到很好滤波效果。证明了LCL滤波器设计的正确性。
参考文献
[1]冯垛生，张淼，赵慧，等.太阳能发电技术与应用[M].人民邮电出版社，2009：8-11.
[2]张兴，曹仁贤.太阳能光伏并网发电及逆变控制[M].机械工业出版社，2011：68-71.
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[6]宋静文.大功率光伏逆变器损耗模型的研究[D].西南交通大学硕士学位论文，2013.
作者简介：
第8篇
通信系统中存在着各种时延，当时延达到一定程度会严重影响通信系统的质量。例如，在多天线无线通信系统中，接收到的来自同一信号源不同路径的信号会存在时延，时延差会导致合并之后的信号达不到理想的信噪比或者严重失调。为了保证通信的正确性，需要对这些时延进行一定的补偿。本文主要讨论多天线系统中2路信号的时延补偿及其FPGA实现。
时延补偿就是为了让具有时间差的2路信号在时间上对齐，从而使得合并之后信号的输出信噪比最大。根据时。
常见的小数倍时延补偿方法有2类[23]：频域补偿法，即频域线性相位加权；时域补偿法，主要通过各种最小误差准则逼近理想系统获得的有限冲击响应，主要包括基于最小均方误差（MSE）准则滤波法、拉格朗日（Lagrange）插值法和基于Farrow结构的滤波器组方法等。
频域补偿法是在时域上截断输入信号，并认为截断后信号的频谱相当于整个输入信号的频谱，然后在此基础上线性相位加权，不过实现相对较复杂。
本设计中采用的是sinc函数滤波法，该方法操作简单且易于FPGA实现。采用sinc函数滤波器的方法，相当于先对信号进行插值，再做抽取，从而实现小数倍延时补偿。本文先利用sinc滤波器法对信号进行小数倍时延补偿，由于sinc函数滤波器的非因果性等原因，会使该通道产生多余的时延，把产生的时延补偿之后再进行整数倍时延补偿。
1时延补偿设计原理
在低信噪比环境下，多天线系统中接收端的2路信号要进行合并以恢复出原始信号，而2路信号相对时延差会影响合并信号的正确性，因此，必须估计出2信号间的相对时延差，并进行时延补偿。时延补偿的精度取决于时延估计的精度。本文介绍时延估计的精度为Ts/2的补偿方法，具体方案是对超前的数据进行延迟，即
时延差的分辨率为Ts/2，所以延迟可能是整数倍Ts，也可能是x.5倍Ts。整数倍延迟可以用D触发器来实现，而x.5倍的延迟则采用先对1路信号进行Ts/2的延迟，然后再进行整数倍延迟的方式实现。
采用sinc函数滤波器实现信号的Ts/2延迟。在满足抽样定理的条件下对信号进行抽样，能够获得信号的全部信息，用这些信息就可以对原始信号进行重构。从频域来看，是将采样信号经过一个理想低通滤波器恢复原信号；从时域来看，是通过函数进行内插来恢复原信号。
采样数据对原始信号的重构可以利用sinc函数抽样内插[7]，即通过一理想低通滤波器来实现，其频率响应为H（jΩ）=TsΩ≤Ωs/2
2时延补偿的FPGA实现
假设接收端收到同一信号源发送的具有相对时延差的2路复信号，每个码元采4个样值，2路信号的时延差最大为4个采样周期Ts，时延差估计精度为0.5 Ts。下面介绍通过FPGA实现时延补偿的设计思路及实现过程。
2路信号的时延差有整数倍也有小数倍。当时延差为整数倍N时，则可以利用N个D触发器级联，将超前的1路数据延后N倍Ts。例如，若s2超前s1为2 Ts，如图3所示，则可利用D触发器将s2路延迟2 Ts。
本模型中输入端的2路复信号，每路数据有虚部和实部，一共输入4路数据，每路数据位宽为16位。由于实部和虚部经过的是同样的处理，所以可以先设计出实部处理模块，虚部同样处理，最后例化在一起即可。按照此方法，所有控制部分的模块使用数量将是单路（实部或者虚部）的2倍。由于实部和虚部是经过同样的处理过程，所以可以将实部和虚部数据分别映射到32位信号的高16位和低16位一起处理，此法虽然数据存储和数据处理的资源没有变化，但控制部分可节约近一半的资源。
FPGA设计采用Altera公司的Quartus II 12.1sp1，利用Modelsim工具进行仿真，sinc函数滤波器可以利用Quartus中现有Ip核FIR Compiler来实现。
本设计中，sinc函数滤波器的阶数选择为30阶，先在MATLAB中设计得到各抽头系数，再进行功率归一化处理，使滤波器输入输出信号的功率保持不变。再把滤波器抽头系数导入Quratus II FIR Compiler中生成滤波器IP核。滤波器的输入数据位宽设为16位，抽头系数位宽设为12位，它们相乘之后位宽变为了28位，加上滤波器IP核默认1位的冗余位，故输出位宽变为了29位。由于每路数据位宽为16位，这29位数据需要截短为16位才能进行下一步的处理。由于输入数据是16位有符号数，抽头系数是12位有符号数，相乘后结果变为28位有符号数，因为2个数都是有符号数，所以实际上只需用27位即可表示相乘结果。滤波器IP核中默认了1位的冗余位，因此把输出数据的最高位（符号位）作为16位输出数据的最高位，输出数据的25至11位作为16位数据的低15位。
sinc函数滤波器重复调用了2个，分别处理s2路的实部和虚部。后面的D触发器输入数据位宽为32位，故滤波器输出实部虚部截短为16位之后，还要分别映射到32位信号的高16位和低16位，以作为D触发器输入。
4结语
本文在已知来自同一信号源的2路信号相对时延差的情况下，通过延迟超前数据的方法，利用FPGA设计实现了2路信号的时延补偿。其中时延精度为0.5 Ts，0.5 Ts延迟通过sinc滤波器实现。滤波器处理数据过程要产生额外的2[专业提供写作论文和 论文写作服务，欢迎您的光临dylw.net]种时延，即不定的处理时延和固定的时延。利用滤波器输出有效位控制FIFO的读出来消除不定的处理时延，固定时延则可通过移位寄存器来补偿。在消除这些延时之后，再控制数据选择器选择合适的数据输出，实现2路数据的延迟补偿。
参考文献：
第9篇
[关键词]超宽带 带通滤波器 耦合结构
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）29-0026-01
超宽带滤波器位于超宽带系统的射频前端，它既可用来限定大功率发射机在规定的频带内辐射，反过来又可用来防止接收机受到工作频带以外的干扰，因此，超宽带微波滤波器是超宽带系统中的一个关键无源部件，它性能的好坏对于系统的整体性能有着重大的影响。
1、 超宽带带通滤波器的理论
超宽带带通滤波器的根本功能是实现选频和抑制干扰的功能，即抑制不需要的频段信号，使需要的频段信号顺利通过，在无线系统前端中占有重要的位置。微波滤波器有很多种分类方法，例如按方式分类（反射式、吸收式等）；按结构分类（如同轴线、微带线等）；按作用分类（带通、带阻等）等等。通常我们会按照其作用方式将滤波器分为：低通、高通、带通和带阻滤波器。
在微波和毫米波系统中，构成滤波器、振荡器以及天线等的重要元件是谐振器，它最常采用的结构是均匀特性阻抗结构（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其结构简单，并易于设计而被广泛应用，UIR 型传统滤波器的设计方法已相当完善。然而在实际的设计中，这样的谐振器存在不少缺陷，例如由于结构简单而设计参数有限，无法方便调节各个谐振模式。而阶梯阻抗谐振器（Stepped-impedance resonator， SIR），将有效解决 UIR 所存在的不足，其重要特性是该谐振器的前几个谐振模式可以通过改变阻抗比来调节，因此 SIR 作为一种基本谐振器单元，非常适合运用于多频、宽带滤波器设计中。同时在近年来，很多学者对支节线加载谐振器（Stub-loaded resonator， SLR）进行了大量扩展性的研究，发现 SLR 对谐振模式的控制具有一些独特的特性而被广泛运用在滤波器设计中。由于超宽带带通滤波器设计中，通带范围只有一个谐振模式的滤波器很难覆盖如此宽的带宽，这就需要谐振器工作于多个模式，通过模式之间的耦合来实现宽带特性。因此为了设计出满足 FCC 超宽带通信系统要求的高性能小型化滤波器，利用 SIR，SLR 等多模谐振器结构设计超宽带滤波器的方法相继被提出。
2、 国内外超宽带带通滤波的研究现状
超宽带频段的开放，极大地促进了超宽带系统和超宽带器件的研制。作为超宽带系统的关键器件之一，超宽带带通滤波器的研究也深受各界的关注，得到了快速的发展。为了适应微波集成电路小型轻便化的要求，超宽带滤波器不仅要求性能好，而且要体积小、结构紧凑。
超宽带滤波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，该滤波器是基于一种对高频信号有较大衰减的特殊材料设计而成。但其缺点是插损较大，达到6dB，远不能满足现在超宽带系统的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一种微带双模环形谐振器结构的超宽带滤波器，实现滤波器的相对带宽为 83%，其带内特性较好，但是带外抑制效果并不理想。在近年来，随着超宽带技术的快速发展，国内外针对超宽带滤波器这一研究热点进行了广泛的研究，提出了一些新的超宽带滤波器的设计方法以满足高性能、小型化的设计要求。
3、 超宽带带通滤波器的设计研究
3.1 宽阻带 UWB 带通滤波器设计
近几年，专家学者提出了多种结构的超宽带带通滤波器，这些滤波器具有结构简单、通带内性能较好的优点。但其缺点是阻带较窄，抑制高次谐波的性能不够突出。因此，在实现宽通带滤波器的同时，如何实现宽阻带的特性，从而有效抑制谐波，提高 UWB 系统性能，成为当前的研究热点。
单个叉指谐振器上阻带较窄，不能抑制高次谐波。S-DGS和 S-SISS 结构具有带阻特性，因此将叉指谐振器和 S-DGS、S-SISS 结合，设计了一种新型的超宽带带通滤波器，该滤波器的作频带在 3.1-10.8 GHz，带内插损小于 1 dB，阻带高达 18 GHz，抑制电平在 15 dB 以上。因此，在叉指谐振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 单元以后，滤波器具有良好的通带特性以及较宽的阻带。除了陷波频段外，所设计的滤波器通带内的群时延小于 0.5 ns，具有平坦的时延特性。可以避免 UWB 信号通过滤波器产生的失真。但该滤波器也存在不足，过渡带不够陡峭，还有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 带通滤波器设计
随着移动通信技术的迅速发展，多种通信系统并存，应用越来越普遍的无线技术，各种频率信号的产生，主要是 WLAN 和卫星通信系统等信号对 UWB 系统的影响对滤波器的频率选择特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定频率信号的干扰，成为新的研究方向。
单陷波滤波器模型是采用并联四分之一波长短路支节来形成基本的带通滤波器，将并联支节折叠以减少尺寸；折叠的 SIR 单元在与主传输线耦合时，等效为并联的串联 LC 谐振电路，因此在谐振频率点会将电流引向地，从而形成陷波。双陷波滤波器模型是将叉指谐振器单元进行改进，引入开路支节，调节开路支节的尺寸，可以在期望的频点得到陷波；在微带线上刻出螺旋缝隙，调节缝隙的尺寸，同样可以引入陷波。两种滤波器的尺寸都较小，通带性能优越，并在指定频段内有效地抑制了干扰信号。但是这两种滤波器的阻带比较窄，频率选择性能不够突出，还有待进一步提高。
3.3 折叠耦合臂UWB 带通滤波器设计
折叠耦合臂UWB 带通滤波器用哑铃型支节多模谐振器结构可以在形成宽通带的同时，兼具宽阻带，具有更好的频率选择性；输入输出两端采用叉指耦合结构，达到紧耦合。折叠的部分相当于一个并联的串联 LC 谐振电路，在谐振频率点处，该电路具有扼流作用，即在谐振频率点产生陷波。
折叠耦合臂 UWB 带通滤波器的设计中间采用哑铃型支节多模谐振器结构，同时具有宽通带和宽阻带；两端采用折叠耦合臂结构，在紧耦合的同时实现陷波。折叠臂与输入/输出端口距离 WS的改变对带内插损几乎没有影响，但对回波损耗的指标有较小的影响。兼顾加工工艺的难易程度和滤波器性能，选择 WS=0.5 mm 为最佳距离。由上面分析，折叠耦合臂的长度 WH决定了陷波中心频率。固定 WS为 0.5 mm，改变 WH的值，仿真带内插损的频率特性，WH由 3.0 mm 逐渐增加到 3.8 mm，陷波的中心频率逐渐向低频移动。当 WH=3.4 mm，实现了 5.8 GHz的陷波。
将叉指谐振器的一个耦合臂折叠，引入陷波特性，再结合哑铃型支节多模谐振器滤波器结构，设计出来的滤波器模型既有陷波又有宽阻带特性。叉指耦合器单元结合 S-DGS 和 S-SISS 是具有宽阻带的带通滤波器，在主传输线上耦合折叠的 SIR 单元引入陷波。但是滤波器的带内带外特性有所下降，且实测结果和软件仿真存在差异，滤波器的整体性能还有待进一步提高。
结语
综合研究分析，在超宽带带通滤波器的设计中将宽通带、宽阻带、陷波巧妙的结合起来，设计出结构更紧凑，尺寸更小巧的滤波器，更加契合无线通信系统的发展需要，也是 UWB 滤波器的发展趋势。
参考文献
[1]高山山.超宽带微带带通滤波器的研究与设计[D].南京邮电大学硕士学位论文， 2008.
第10篇
【关键词】高分辨谱估计；APES算法；舰船目标检测；循环对消
影响舰船目标检测的主要因素是海杂波，由于舰船目标速度较慢，目标多普勒谱会有大部分落入高频海洋二阶及高阶回波的多普勒谱中，严重影响了目标的信杂比。对于短的时间序列，传统的傅里叶变换频率分辨力太差，速度较慢的舰船目标会被强大海杂波淹没。
要解决这个问题，可以从两个思路方面来考虑：一个是采用性能更好的杂波抑制算法，尽可能的抑制遮蔽目标的杂波而不损害目标会波分量；另一个是尽量提高多普勒谱的频域分辨率，使杂波谱尽量窄一些，那样目标也相对容易显现。本文提出一种利用高分辨谱估计方法获得目标回波多普勒谱然后进行循环对消的目标检测方法，该方法既能提高谱的分辨率，又能更好的得到杂波信息，有利于杂波的抑制。
一、高分辨谱估计方法
高分辨谱估计方法可以得到较高频域分辨率的多普勒谱，能够更容易地在频域把舰船目标和背景干扰分开。常用的高分辨谱估计方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon谱估计方法对频率的估值较准确，而APES谱估计算法对幅度估计较准确的特点，将Capon方法与APES算法相结合，构成CAPES算法。下面对APES幅度相位估计方法和Capon谱估计方法进行介绍。
（一）Capon谱估计方法
Capon谱估计的原理是设计一种FIR数字滤波器，使它在保证滤波器输入的某个频率成分完全通过的前提下，使滤波器输出功率最小。如果让角频率为的复正弦信号无失真地通过滤波器，则将滤波器的输出功率作为对输入信号在该频率上的功率谱估计。
设计一个m阶有限长脉冲响应滤波器，将其滤波器系数表示为：
其中m是一个未确定的正整数。假设输入信号为N点序列，则滤波器在时刻n的输出为：
（二）APES幅度相位估计方法
APES算法是一种正弦信号的幅度相位估计方法[1]，与传统傅里叶变换方法相比，APES方法获得的多普勒谱频域分辨率高、旁瓣较低，能更准确地估计信号的幅度和相位。
APES方法可以描述为[2]：
根据最小二乘（LS）的思想，对于一个角频率，考虑滤波器系数使滤波器输出尽可能接近角频率为、幅度为的单频信号，表示复共轭转置，假设表述如下：
由上文对APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法对信号功率谱的幅度估计更为精确，而Capon方法对功率谱的频率估计更为准确，因此我们将Capon方法与APES算法结合起来，先用Capon方法估计信号的功率谱，获得功率谱峰值对应的频率，再用APES算法估计频率处的幅度，这种CAPES算法能够获得信号更精确的功率谱。
二、基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法
海杂波对消算法是利用各种信号幅度频率估计方法得到海杂波的峰值及峰值对应的频率、相位，得到海杂波峰值处对应的单频信号，然后从原信号中将该单频信号减去。本文用高分辨谱估计方法代替传统的FFT谱估计方法，提出基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法。
在短的相干积累时间条件下，海杂波的时变性可以不予考虑，可以用两个谐波分量来模拟海杂波，通过对这两个谐波分量幅度、频率和初始相位的估计，在时域拟合出这两个谐波分量，再从初始信号中减去这两个分量，就能达到杂波抑制的目的。该算法的核心在于如何精确地估计谐波分量的频率、幅度和初始相位。因为海杂波的能量往往远高于舰船目标回波的能量，所以可以估计初始信号中能量最大的谐波分量并将其看作海杂波分量减去，这种经过估计参数、拟合单频信号并从原始信号中将其减去的过程要经过多次循环重复才能较好地抑制海杂波从而让目标凸现出来。
基于高分辨谱估计的循环对消算法的具体步骤如下：
1.对于一定长度的雷达回波信号，用Capon方法得到其多普勒谱；
2.从频谱里面提取出最大谱峰对应的频率；
3.用APES算法估计频率处对应的幅度；
4.用公式估算出该谱峰处对应的初始相位；
5.根据估计得到的频率，幅度以及相位，重构出复正弦信号；
6.用原始雷达回波信号得到新的信号；
7.用CAPES算法估计新序列的多普勒谱，检查舰船目标是否凸显，如果未凸显，则继续从步骤1开始迭代，直到舰船目标出现为止。
采用步骤4中的公式估算谱峰对应的初始相位可以使得对一阶Bragg峰的拟合误差最小。
本文提出算法的主要特点是频域分辨率高、对消效果明显，一般通过2～3次迭代就能达到较好的杂波抑制效果[8]。与传统的通过傅里叶谱估计方法获得多普勒谱的对消算法相比，该算法解决了在短相干积累时间条件下频域分辨率不高、海杂波难以消除的问题。
三、实验分析
下面我们用仿真信号来验证本文提出的循环对消算法的有效性。
，为海杂波信号，为舰船目标信号，为零均值、方差为1的高斯白噪声，同取128点数据（以保证相同的相干积累时间）进行实验。实验结果如图1所示经过两次对消后，杂波被对消掉，目标显现，从而说明本文提出的目标检测算法是有效的。
参考文献
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[4]杨志群.天波超视距雷达信号处理方法研究[D].南京理工大学博士学位论文，2003（9）：65-75.
[5]贠国飞.高频雷达舰船检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2010（3）：20-30.
[6]张同舟.高频雷达目标检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2011（3）：15-25.
作者简介：
第11篇
关键词：有源电力滤波器 直流电容参数 能量流动 瞬时无功理论
1 概述
电力电子技术的应用改善了电力系统的性能，但是也带来了电网中谐波的污染问题。随着人们对电力环境优化要求的提高，对谐波进行治理的技术也成为人们研究的热点。电力系统的谐波问题早在20世纪20年代和30年代就引起了人们的注意。当时在德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。1945年J.C.Read发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。
有源电力滤波器是治理谐波的最优产品。参考文献[1]中提出了有源电力滤波的瞬时无功理论，参考文献[2]分析了有源电力滤波器在非理想条件下电流滞环控制，参考文献[3]研究了新型注入式混合有源滤波器的数学模型及电流控制方法，文献[4]分析了并联有源滤波器的最优电压滞环电流控制和有源滤波器滞环电流控制的矢量方法，对不同电流跟踪方式APF连接电感选取与设计进行了研究。并且对有源电力滤波器中连接电感的特性分析及优化进行了分析。但对有源电力滤波器直流侧电容的参数如何确定涉及的文献较少。本文根据瞬时无功理论分析了用于不同补偿目的时有源滤波变流器交直流侧能量的流动关系，给出了变流器的有功损耗和瞬时有功功率交流分量是引起电压波动的原因，以三相不可控负载为例给出了电容值选取的具体计算方法。
2 APF工作原理及能量流动分析
有源电力滤波器（APF）的组成分为两部分。第一部分电路系统是指令运算，第二部分电路系统是补偿电流。系统的主要电路包含PWM变流器，缓冲电路，直流侧电容电路，交流侧电感几部分组合而成。控制系统组成分为三部分。第一部分为指令运算，第二部分为电流跟踪，第三部分为驱动电路。APF的主电路是通过6组开关器件来进行控制的，通过这些开关器件的通断组合来决定主电路的工作状态。
如果忽略各部分的损耗其交流侧的瞬时有功功率将全部传递到直流侧。即交直流侧的能量交换主要取决于瞬时有功功率P，从而引起直流电压波动。假设电源提供的瞬时有功和瞬时无功功率为pS和qS，滤波器提供的瞬时有功和瞬时无功功率为pA和qA，负载的瞬时有功和瞬时无功功率为pL和qL。当只补谐波时负载所需的瞬时有功和无功率的交流分量由滤波器提供。此时电源只需提供负载所需的瞬时有功和无功率的直流流分量，即对应电流的基波分量。有源滤波器提供负载所需的瞬时有功和无功率的交流分量。由于瞬时无功只在交流侧三相之间进行，在APF交直流侧进行交换的能量只有瞬时有功交流的分量，其平均值为零。当只补无功时负载所需的瞬时无功率分量由滤波器提供，有功分量由电源提供。此时APF交直流侧没有能量交换。当同时补偿谐波和无功时，负载所需的瞬时无功功率由滤波器提供，负载所需的瞬时有功功率交流分量由滤波器提供，瞬时有功功率直流分量又电源提供。在APF交直流侧进行交换的能量只有瞬时有功交流的分量。
3 补偿电容值的计算
电容电压的波动主要是由能量交换引起。在忽略变流器等损耗的情况下，在只补无功时交直流侧能量交换为零，电容值提供直流电压，容值可为零；对于其他两种情况，有源电力滤波交直流侧能量交换为负载的瞬时有功的交流分量。虽然其平均值为零，但是其将会引起直流侧电压的波动。
假设电源电压无畸变，电源电压三相电压，且负载电流为三相电流，由瞬时无功理论可求得负载的瞬时有功功率和瞬时无功率。电容的C值由关系式∫%pdt=0.5×C×(Udc+Udc)2-0.5×C×Udc2确定。
4 仿真与实验结果分析
利用Matlab/ Simulin进行仿真。直流电容电压的仿真图如图所示，仿真模型负载选用相电压220V三相不可控负载。采用ip-iq法产生指令电流，利用三角波比较法使输出电流跟踪指令电流，直流侧电容电压的稳定采用PI调节，KP=8，Ki=0.01。时间每格为10ms。通过具体的实验测量，得到的电源电流的THD值也从25%下降到4.8%。实测直流电容电压波形中，电压每格20V（采用10:1霍尔），时间每格为4ms。从直流电容电压波形图分析中可以看到周期性的波动，其上下波动的变化范围在±5V,如果直流电容电压是900V的话，测量的纹波为0.55%。由以上的测量结果可以看出本系统对直流环节具有较好的控制效果，其直流波动指标可以满足要求。
5 结论
对于有源电力滤波而言，要想取得良好的补偿效果，除了需要先进的算法和控制策略外，其电容参数的选取同样重要。本文根据有源电力滤波的原理与数学模型分析了直流电容电压和电网电压的关系，得出了直流电容电压的确定原则；根据瞬时无功理论分析了只补谐波或者只补无功和两者同时补偿时有源滤波交直流侧能量的流动关系，给出了变流器的有功损耗和瞬时有功功率交流分量是引起电压波动的主要原因；以三相不可控负载为例给出了电容值选取的计算方法；最后通过仿真和实验利对直流电容参数的确定进行了验证，电容的波动小于5V，补偿后电流的THD值小于5%，取得了理想的效果。
参考文献:
[1]王兆安，杨君等.谐波抑制和无功功率补偿「M].北京:机械械工业出版，1998.
[2]徐君，徐德洪.并联有源滤波器非理想条件电流滞环控制分析[J]，电力电子技术，2007，41（1）：60~63.
第12篇
关键词：卡尔曼滤波，BP神经网络，状态估计，导航系统
1 引言
捷联惯导系统(SINS)和GPS组合而成的导航系统是当今导航领域最主要的组合方式，它有效的减少了系统误差，提高精度，降低了导航系统的成本，这种组合方式已在航天航空、航海、陆地平台导航、测绘等领域得到了广泛应用。在传统的SINS/GPS组合状态估计中，经典卡尔曼滤波器[3]发挥重要作用，但其要求条件苛刻，主要体现在要求模型的状态方程和量测方程精确、系统噪声和量测噪声的统计模型为零均值的高斯白噪声；但在复杂环境下，噪声的统计信息不可能预见，更不可能是理想的高斯白噪声，因此，许多在仿真条件下表现非常好的系统运用到实际环境中就容易出现精度下降甚至发散现象。而回归BP神经网络具有较强的并行计算能力，容错性好，在神经元数量足够时，逼近非线性函数的程度比较好。本文在经典滤波的基础上引入回归BP神经网络[4]对组合导航系统进行状态估计，尽可能减少非线性噪声对系统的影响；首先利用经典卡尔曼滤波对不同特性的噪声输入下的系统进行估计，得到各条件下的状态后，将各条件下的状态估计均值作为样本输出，以各种噪声集对网络进行训练；在训练结束后，将训练后的回归BP神经网络作为状态估计器输出组合导航系统估计值。
2 回归BP神经网络算法
误差反向传播BP算法是前向网络学习算法中应用最为广泛的算法，回归BP网络是在BP算法中采用的梯度下降法推广到回归网络中，其具有反馈和前馈机制，即在网络的一个训练周期中，网络的输出同时反馈给网络的输入神经单元作为网络的外部输入。如图1所示为一个典型的三层回归BP网络。
图1回归BP网示意图
在图1中有一个关联层，每一个隐含的结点都有一个相应的关联层结点与之连接，并且连线的权值可调，而关联层的信号来自于输出，关联层节点起到了存储网络内部状态的作用，当关联层与中间层连接后，起到了状态反馈的作用，这为组合导航系统这种典型的时间序列信号分析提高了有力的工具，具有“记忆”功能的回归BP网络能够对一阶马尔科夫序列很好的滤波和预报。反馈网络的反馈激励的加入使得局部的记忆特性被放大易造成传统的梯度下降学习方法过早的收敛，本文采用可修正速率的梯度下降学习法，其本质是综合考虑当前和前一时刻的梯度向量，调整其具有适应性，不因为某一时刻的梯度变化而改变网络的收敛状态。算法的基本要求与传统梯度法基本相同，学习的准则是让网络实际输出与样本比较，直至误差平方和达到最小。在算法中加入速率因子，使神经网络权值的更新不仅考虑了当前梯度方向，还考虑了前一时刻的梯度方向，减少网络反馈对阐述调整的敏感性，有效抑制了局部最优；速率因子的取值应当根据网络可能陷入局部最优的程度而定。
3 导航系统的状态表达与组合滤波
根据SINS/GPS组合导航系统得理论，可以得到如下组合误差的状态方程：
F(t)为系统的动态矩阵；G(T)为系统噪声系数矩阵；W(t)为系统噪声。
本文中对系统噪声仍确定为高斯白噪声，这是由于系统噪声的统计特性一般不会剧烈变化，而系统量测噪声的统计特性变换是引起卡尔曼滤波器性能下降的主要因素。系统量测噪声容易受到外界环境的干扰，如温度、电磁场、湿度等等，因此本文主要针对卡尔曼滤波中的量测噪声统计特性变化进行研究。
4 回归BP神经网络对组合导航系统的状态估计
4.1 回归BP神经网络对组合导航系统状态估计模型设计
神经网络的训练是神经网络能够应用的前提。在样本训练中对同一状态量输入X，选取不同的噪声集合，通过卡尔曼滤波器，取得一系列的不同条件下的最优估计,将这些最优估计的状态均值作为神经网络期望样本输出的真实值，构成了不同噪声集合下得输入样本和卡尔曼滤波器得到的输出样本；通过不同噪声集合样本的训练，使得神经网络具有处理各种统计特性噪声的自适应能力。训练结束后，就可以利用普通的无偏卡尔曼滤波器和训练好的神经网络进行状态估计。图2为卡尔曼滤波和神经网络组合的示意图。
图2 卡尔曼滤波与回归BP神经网络组合示意图
在实际的参数选取和设计中，本文采用卡尔曼滤波器的初始估计和SINS/GPS的参数误差作为回归BP神经网络的状态变量。选取参数误差X作为回归BP网络的状态变量。
以上参数依次为：纬度误差、经度误差、高程误差、东向速度误差、北向速度误差、垂直速度误差，三个姿态角误差。将普通卡尔曼滤波器的输出作为初始值。
4.2 仿真实验与分析
1）不进行任何滤波的SINS位置误差曲线
图4 不加滤波器的SINS位置误差曲线 图5 组合滤波后北向位置估计误差曲线
图4是断开卡尔曼滤波器和神经网络的结果。没有GPS和滤波器的辅助，在很短的时间内，单纯的SINS输出就会偏移很多。。。
2）进行组合滤波后的误差曲线
在加入GPS和滤波器后，从图5可以看出，滤波器状态估值与真实值之间的误差变化保持在较高的水准，说明滤波器明显减少了SINS的漂移和积累误差，并且在噪声复杂多变的情况下仍然表现出了平滑过渡的状态。需要说明的是由于GPS的位置精度从长期看是高于SINS的，本文在进行位置估计的时候，出于以SINS为主的思想，给予GPS的权值较小。
图6 组合滤波后滚动角估计误差曲线 图7卡尔曼滤波滚动角估计误差曲线图
从姿态角的误差分析可以看出，滤波器能够很快的收敛。。SINS的姿态误差受到外界条件影响是比较大的，即量测噪声的影响超过系统噪声，从图6中可以看出，在噪声统计特性变化的条件下，误差值仍然很小，说明神经网络系统能够有效地对量测噪声进行滤波。
3）组合误差与普通卡尔曼滤波误差的比较
对单纯卡尔曼滤波系统和组合系统分别输出的姿态角的比较。对实测数据中SINS和GPS原始数据加载入滤波器。误差图进行了部分的放大，如图7所示，从图7中可以明显看出，单纯的卡尔曼滤波系统对复杂噪声的滤波能力远远差于组合系统，表现在数据曲线上就是跳动很明显，也验证了组合系统具有较好的对不同统计特性的复杂噪声的适应能力。
5 结论
本文探讨了采用神经网络系统对导航系统滤波的问题。采用卡尔曼滤波器与回归BP神经网络系统的组合能够有效地提高导航系统在复杂环境下的导航精度，并且能够做到较快的收敛。但是这种方法的缺点在于需要大量的样本输入和需要完善的噪声组合选择，同时也受到计算能力的限制。此外，隐含层层数的选择和结点个数的选择应当如何优化，也是一个需要探索的问题。
参考文献：
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[5] Kanckar A J , Fellachi A. State estimation using artificial neural networks[A]. Proceedings of the 1994 IEEE Int.Conf. on Robotics and Automation[C],1994
[6] 周鑫，船用惯导卫星全组合技术[D], 长沙，国防科技大学硕士学位论文，2005
[7] 刘志俭，GPS载波相位差分技术、捷联惯性导航系统初始对准技术及其组合技术研究[D]，长沙，国防科学技术大学博士学位论文，2003.3
第13篇
关键词：系统；串扰；失真；传输特性
中图分类号：TP391文献标识码：A文章编号：1009-3044(2012)04-0880-05
Research and Simulation Design on Zero Intersymbol Interference Based on MATLAB
LI Li
(School of Mechanical and Electrical Engineering, Guangzhou University, Guangzhou 510006, China)
Abstract: In the digital baseband transmission system,ISI(Intersymbol Interference) is the one of the main factors of impact of base-band transmission system performance. Therefore, how to eliminate it and how to make the system depress error rate in the digital baseband transmission system are the solving question. The hardware experimental system is not ideal. In this thesis, using MATLAB software to en? able simulation of baseband transmission systems, and by the graphics obtained by MATlAB analyse of zero ISI transmission characteristics of the system.
Key words: system; interference; distortion; transmission characteristics
无码间串扰系统在基带传输系统中起到非常重要的意义。在数字基带系统中如何使系统的误码率达到规定的要求在硬件实验系统中来实现并不理想。本论文研究的方法是借助MATLAB软件实现码间串扰消除方案的动态仿真，验证影响通信质量的因素，并在此基础上，通过对理想低通滤波和升余弦滚降系统的传输特性的对比研究，深入分析无码间串扰基带传输系统传输函数的性能。
1系统分析
1.1基带传输系统模型
现在讨论数字基带信号通过基带传输系统的传输性能。基带传输系统的模型如图1。[1]图1基带传输系统的模型
1.2码间串扰的产生
造成判决错误的主要原因是噪声和由于传输特性不良而引起的码间串扰[1]。基带脉冲序列通过系统时，系统的滤波器作用是使脉冲展宽，他们重叠到邻近时隙去。当接收端以抽样时刻来测定的信号幅度为依据进行判决，从而导出原脉冲的消息。假如重叠到邻接时隙内的信号太强，可能发生错误判决。现实中可能出现好几个邻近脉冲的拖尾叠加。这种脉冲重叠在接收端造成判决困难的现象称作码间串扰。
因此可以看出，传输基带信号受到约束的主要影响因素是系统的频率特性。当然有意地加宽传输频带使这种干扰减小到任意程度。但是这就会不必要地浪费了带宽。如果展宽得太多还会使过大的噪音引入系统中来。
1.3码间串扰的解决方法
通过设计信号的波形，并设计所采用的传输滤波器，使得在最小传输带宽的条件下大大减小或者消除这种干扰。因而可见，研 究基带的传输特性H（w）对码间串扰的影响有很大的意义。
虽然理想低通滤波器特性能达到基带传输系统的极限性能，不过这种特性在实际中是无法实现的。即使可以获得相当逼近的理想特性，但由于理想低通滤波器的冲激响应是Sa（x）型，衰减比较慢，拖尾又很长，所以要求抽样点定时必须精确同步，否则当信号速率.截止频率或抽样时刻稍有偏差就会产生码间串扰。因此，需要进一步研究对实际的基带传输系统提出怎样的要求才能使数字信号波形的拖尾收敛得比较快，而且相邻码元间要保证没有码间串扰。
奈奎斯特曾经对这个问题进行了研究，并且导出了无码间串扰必须满足的条件。奈奎斯特的结果称作频谱形式的残留对称定理。根据这个定理，只要信号频谱Y（w）是实数时，而且对w=+Wc或-Wc点存在奇对称性，它便可具有任意形状，都可以获得具有所需求零点分布的脉冲信号。这种设计也可看成是理想低通特性按奇对称条件进行“圆滑”的结果，上述的“圆滑”，通常被称为“滚降”。图2为对称特性图。[1]
图2频谱对称特性图
1.4滚降因子[1]
符合上述对称特性条件的H（w）有很多，实际中具有余弦滚降特性的传输特性用得最多。图3为余弦滚降特性及其相应的波形。图中a为带宽展宽W1与奈奎斯特带宽Wc，即是a=W1/Wc，称之为滚降因子。Y(t)衰减快慢与滚降因子a有关。A越大，衰减越快，传输可靠性就越高，但是所需频带也越宽，单位带宽可传输的信号速率酒越低（即频带利用率降低）。因此，传输可靠性的提高是用增加传输带宽或降低传输速率换来的。现实中，根据具体要求选取适当的a值。通常称a=0.3为30%滚降特性。此时变为升余弦特性。
2系统设计
根据消除码间串扰的方法，对图1的基带传输模型图采用软件的方法来仿真实现。
2.1用MATLAB产生双极性NRZ数字基带波形
双极性非归零码是用正电平和负电平分别表示的二进制码0和1的码型，它同双极性归零码类似，但双极性非归零码的波形从统计平均来看，该码型信号在0和1的数目各占一半时无直流分量，并且接收时判决电平为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强[2]。此外，可以在电缆等无接地的传输线上传输，所以双极性非归零码应用极广。
2.2程序解析
N_sample=17; N_data=1000;
gt = ones(1,N_sample); %数字基带波形
d=sign(randn(1,N_data));%输入数字序列
D=length(d);%测d的长度
dd=zeros(N_sample,D);
dd(1,:)=d;
dd=reshape(dd,1,N_sample*D)；
Dt=conv(dd,gt);
figure(1)
subplot(211)
plot(t1,Dt(1:length(t1)));
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’输入双极性NRZ波形’);
subplot(212)
stem(t1,dd);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’输入数字序列’);
图4双极性NRZ码
2.3用MATLBA仿真理想滤波器[4]
用MATLAB仿真理想滤波器的目的是通过理想滤波器对比设计的滚降余弦滤波器。
Dt=conv(dd,gt);%双极性NRZ码
ht1=5*sinc(5*(t1-5)/Ts);%理想滤波器
rt2=conv(Dt,ht1);%滤波后的波形
figure(4)
subplot(211)
plot(t1-5,[0 rt2(1:length(t1)-1)]/16);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’理想低通滤波后输出’);
subplot(212)
aa=rt2(N_sample-1:N_sample:end);
C=length(aa);
aaa=zeros(N_sample,C);
aaa(1,:)=aa;
aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);
stem(t1-5,aaa(1:length(t1))/16);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’理想低通滤波后抽样输出’);
图5理想滤波器输出的波形
2.4用MATLAB仿真升余弦滚降系统[3]
st=conv(dd,ht);
tt=-3*Ts:dt:(N_data+3)*N_sample*dt-dt;
figure(5)
subplot(211)
plot(tt+1,[0 st(1:length(tt)-1)]);
axis([0 20 -1.2 1.2]);xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出’);
subplot(212)
aa=st(N_sample-1:N_sample:end);
C=length(aa);
aaa=zeros(N_sample,C);
aaa(1,:)=aa;
aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);
stem(tt+1,aaa(1:length(tt)));
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出’);
2.5用MATLAB画出眼图
figure(3)
subplot(211)
ss=zeros(1,eye_num*N_sample);
ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;
for k = 3:50
ss = st(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);
drawnow;
plot(ttt,ss);hold on;
end
xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出眼图’);
subplot(212)
ss=zeros(1,eye_num*N_sample);
ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;
for k = 3:50
ss = rt2(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);
drawnow;
plot(ttt,ss);hold on;
end
xlabel(’t/Ts’);ylabel(’理想低通滤波后输出眼图’);
图7眼图
从眼图中可以看出，经理想滤波器滤波后的眼图的眼比升余弦的眼图要大。虽然升余弦的眼图线因为噪音有点模糊，但已经无码间串扰。
2.6两个系统的对比
3结束语
升余弦滚降系统和理想滤波器系统一样，可以使双极性NRZ码在噪声影响下恢复出原信号，做到无码间串扰。升余弦滚降系统和理想滤波系统相比较，可以看出，升余弦滚降系统滚降没理想滤波器的降幅大，拖尾比它长。而且数值会比理想滤波器的幅度小，表明其消耗比理想滤波器大。但升余弦滚降系统满足了无码间串扰系统的要求，而且出来的波形比较圆滑，拖尾比较短，恢复原信号正确。通过对无码间串扰传输特性的动态仿真分析及研究，使其对实际系统的设计具有很强的指导作用。
参考文献：
[1]王秉钧.现代通信原理[M].北京:人民邮电出版社,2006.
[2]郭文斌.通信原理：基于Matlab的计算机仿真[M].北京:北京邮电大学出版社,2006.
第14篇
由于红外成像设备在日益复杂的环境中广泛应用，不可避免会带来噪声和干扰。前端模拟电路处理红外探测器输出的原始模拟信号，是红外成像设备重要组成部分。本文通过前端模拟电路的硬件设计，重点讨论降噪抗干扰的方法，提高设备的可靠性。
【关键词】
红外；降噪；抗干扰
1引言
随着红外探测器成像技术的发展，人们对红外图像质量的要求也越来越高。同时由于系统集成化的趋势，系统可能会同时装备红外、激光、电视等设备，这些设备运行产生的电磁场可能会使红外设备产生不应有的响应，表现为图像噪声大、干扰等现象，严重时甚至影响设备的功能。在红外成像设备中，前端模拟电路连接红外探测器的输出和图像处理单元的输入，直接处理探测器输出的最原始模拟信号。加强和优化前端模拟电路的降噪和抗干扰设计，对提高设备整体的稳定性和抗干扰能力具有十分重要的意义。
2前端模拟电路设计
红外热像仪前端模拟电路部分主要实现的功能有：探测器工作偏压的产生；对探测器输出的模拟信号前置放大；高速模数转换和数据的合成排序等。
2.1探测器偏压供给电路设计由于探测器是敏感器件，尤其是长波探测器，电压波动影响其性能，探测器偏压供给电路给探测器提供严格的低噪声工作电压。探测器正常工作所需的偏压包括读出电路所需的模拟电压VDDA、数字电压VDDL和光电二极管偏压Gpol。模拟电压和数字电压均为固定值5V，而不同探测器的Gpol值并不完全一样，因此Gpol偏压可采用电阻分压方式，通过调节不同的电阻值实现不同的Gpol电压输出。我们采用REF195ES芯片生成模拟电压和数字电压。REF195ES最大输出电流30mA，电压输入范围从5.1V到15V，固定输出5V，输出精度±2mV，很好满足了探测器对模拟电压和数字电压的要求。输出电压可经过低通噪声滤波器电路，进一步降低噪声。低通噪声滤波器电路通常采用串联RL电路或串联RC电路，基本电路结构形式如图1、图2所示[1]。从式(1)、(2)可以看出，只要适当选择R和L的参数，截止频率可以设置成任何值，因此可以设计出具有任意截止频率的低通滤波器。为了提高电路的抗干扰性，本文设计一个RC滤波器，其电容值要求远大于A/D转换器的输入电容。这个电容为采样电容提供电荷，从而消除瞬变。RC滤波器同时也减小放大器地驱动容性负载时产生稳定性问题概率。与电容串联小电阻有助于防止自激和震荡。负载电容较大时，交流性能由负载电容和隔离电阻控制。
2.2信号放大电路设计红外探测器输出的模拟信号在送入A/D转换器处理前，经过两级放大：第一级是噪声滤波电路，它的作用是滤除探测器CMOS读出电路的噪声，同时提供与探测器匹配的输出阻抗。第二级放大电路是反相放大电路，它将输入的模拟信号反相放大，同时对信号进行偏置调节。（1）第一级滤波电路。滤波器按照电气指标一般分为无源滤波器和有源滤波器。由于无源滤波器存在滤波易受系统参数的影响、对某些次谐波有放大的可能、体积大等缺点，此设计中着重考虑应用有源滤波器。与无源滤波器相比，有源滤波器有如下优点：1）信号在无源器件上的损失可以在有源器件上得到补充。2）由于运算放大器具有输入阻抗高、输出阻抗低、高增益、高稳定性和闭环增益等参数调整灵活的优点，因此使用有源滤波器的设计较为方便[2]。压控电压源二阶滤波电路是一种常用的有源二阶滤波电路。压控电压源二阶滤波电路的特点是：运算放大器为同相接法，滤波器的输入阻抗很高，输出阻抗很低，滤波器相当于一个电压源。其优点是：电路性能稳定，增益容易调节。（2）第二级反向放大电路。放大器的负极输入端接上级信号，正极输入端接可调正电平。增加反向偏置的原因是，红外探测器的输出是探测器响应电压叠加上直流分量，减少直流电平的大小以便于下一步信号放大。正相输入的参考电平的好坏对输出有影响，设计中采用可调电阻分压来提供正相输入的参考电平。
2.3A/D转换电路设计A/D转换器作为前端模拟电路最重要的组成部分，直接影响到后端信号的处理，因此选择合适的A/D转换器十分重要。选择A/D器件主要考虑以下三种因素：l采样位数，即精度要求；l采样频率，取决于模拟信号的变化快慢；l信噪比。以某型探测器为例，其模拟视频输出信号动态范围大于74dB，最大输出速率5MHz。根据输出模拟信号的动态范围可以计算出，A/D转换器的转换位需大于12位。由于探测器数据输出最大速率是5MHz，因此A/D转换器的转换速率也必须得大于5MHz。为了满足某型号探测器性能指标的要求，我们选用AD9240。AD9240是美国AD公司生产的一种14位、10MSPS高性能模数转换器，它具有片内高性能采样保持放大器和电压参考。在单一+5V电源下，它的功耗仅有285mW，信噪比与失真度为77.5dB，信噪比（f=5MHz）为78.5dB。AD9240的模拟输入范围非常灵活，可以是DC或AC耦合的单端或差分输入[3]。AD9240内部结构框图如图4所示。其中VINA与VINB是信号输入端，CLK提供采样时钟，VREF提供参考电平，SENSE控制AD9240的采样电压幅度和参考电平来源。红外探测器的输出电压范围为1.6V~4.6V，为了使A/D转换器发挥最佳分辨率，需将A/D转换器的动态范围覆盖红外探测器的输出范围。同时为了减少温度飘移与内部噪声，提高参考电压精度，此设计中采用了单端输入的外部参考源。当使用外部参考方式时,还应当在CAPT与CAPB之间加一个电容网，如图6所示。该电容网有三个作用：一是与内部参考放大器一起在大频率范围下提供一个低阻抗源以驱动A/D内部电路。二是提供内部参考放大器需要的补偿。三是限制由参考电源产生的噪声干扰。
3结论
第15篇
关键词：3D;PAL;亮色分离；三维处理
中图分类号：TN401文献标识码：B
文章编号：1004-373X(2008)08-007-02オ
New3D Y/C Separation Circuit Based on PAL
LI Yanzhuo,GUO Binlin
(Insitute of CAD,Hangzhou Dianzi University,Hangzhou,310018,China)オ
Abstract：The rapid development of VLSI technology and mutidimentional digital signal processing makes it possible to process TV signals in threedimention.Because in current,3D Y/C separation circuit needs too many memorys,this paper proposes a 3D Y/C separation circuit.It can be realized with a minimum frame structure.Through many experiments,the 3D Y/C separation circuit can successfully separate Y/C without the deterioration of highfrequency in luminance signals.
Keywords：3D;PAL;Y/Cseparation;threedimention processing
近年来，高清晰度电视(HDTV)、增强清晰度电视(EDTV)和改进清晰度电视(IDTV)受到了越来越多的关注，高质量的亮色分离就成为研究的重要课题[1]。大规模集成电路的发展和多维数字信号处理理论与技术的发展使得对电视信号进行三维处理成为可能，但现有的3D亮/色分离电路需要存储器太多，该论文针对这一缺点提出一种新型的亮色分离电路，他用一种最小化的帧存储结构实现，根据大量实验结果证实这种电路是可行的和有效的，他能够很好地把亮度信号和色度信号分离，并且没有亮度信号高频分量的损失。
1 2D亮色分离电路
2D亮色分离电路利用行与行之间的相位关系，通过一个垂直带通滤波器限制色度信号。他需要行存储器实现，但他不能消除串色、串亮以及色串色的干扰，也降低了图像的清晰度[2]。
2 3D亮色分离电路
3D亮色分离电路包括1个2D亮色分离滤波器，1个3D亮色分离帧梳状滤波器和1个能在2个滤波器之间转换的动态检测电路。对静止图像，3D帧梳状滤波器能够很好地把亮度信号和色度信号分离，也没有亮度信号高频分量的丢失。但对快速运动的图像，就必须通过动态检测电路转换到2D亮色分离滤波器。对3D亮色分离电路来说，动态检测电路是非常重要的一部分。
动态检测电路由1个1帧检波器和1个2帧检波器组成。在NTSC制中，1帧检波器是用来检测当前帧和下一帧亮度信号低频部分有什么不同，2帧检波器用来检测当前帧和下一帧色度信号与亮度信号有什么不同。PAL制和NTSC制类似，但在PAL制的动态检测电路中，需要1个2帧检波器和1个4帧检波器。因为在NTSC制中，色度信号是在空间方向上每2行，时间方向上每2帧保持相位相同。而在PAL制中，色度信号在空间方向上每四行，时间方向上每4帧保持相位相同，因此，在NTSC制中，用来提取色度信号的帧梳状滤波器需要通过一帧信号实现，在PAL制中则需要两帧信号实现[35]。这就意味着3D亮色分离电路中PAL制中的存储器的数量是NTSC制的2倍，存储器的数量与动态检测电路有关，因此需要设计一个新的动态检测电路来降低PAL制中亮色分离电路需要的存储器的数量。
3 动态检测电路
在PAL制中，传统的动态检测电路是检测两帧不同信号的亮度信号的低频部分和4帧不同信号的亮度信号和色度信号，所以如果不用4帧不同的信号就无法检测到色度信号。换句话说，就是如果亮度信号相同色度信号不同，动态检测电路就无法检测。因此，如果用帧梳状滤波器提取色度信号，色度信号就会漏入到亮度信号，在输出端就会发生串色干扰。
为了避免这种情况发生和降低存储器的数量，设计一个新的动态检测电路，他是由传统的动态检测电路和新加的电路组成，新加的电路是一个带通滤波器。新的动态检测电路框图如图1所示。
经过大量实验，可以看到新的动态检测电路的效果。图2是新的动态检测电路和传统的动态检测电路相比较检测结果，新的动态检测电路消除串色干扰，也能降低存储器数量。
4 结 语
通常的3D亮色分离电路都有其自身的缺陷，不能很好地分离亮度信号和色度信号，即不能消除串色干扰，并且需要的存储器数量比较多，本文介绍的这种新的亮色分离电路使得传统的PAL制的亮色分离电路的存储器的数量降低一半，也可以很好的分离亮度信号和色度信号，消除串色干扰，达到预期的目的。
参 考 文 献
［1］Toshiyuki Yoshida.Design and Implementation of Multidimensional YC Separation Filters for NTSC Signals［J］.IEEE Transactions on Circuits and Systems for Video Technology,1992,2(4):373374.
［2］高厚琴.杨盈昀.电视原理与接收技术［M］.北京：国防工业出版社，2002.
［3］Suzuki Y.NTSC/PAL/SECAM Digital Video Decoder with HighPrecision Resamplers［J］.IEEE Transactions on Consumer Electronics,2005,51(1):287290.
［4］Kuo C,Chen Y.New Method for the Implementation of an NTSC Digital Video Decoder［J］.IEE Transactions on Consumer Electronics,2002,48(2):265271.