电路原理论文范文

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第1篇

关键词：射频；收发器；电子标签；RI-R6C-001A

1概述

电子标签是时下最为先进的非接触感应技术。RI－R6C－001A芯片是美国德州仪器（TI）和荷兰飞利浦公司（Philips）开发出的一种廉价的非接触感应芯片。这种芯片的无源最大读写距离可达1．2米以上。它与条形码相比，无须直线对准扫描，而且读写速度快，可多目标识别和运动识别，每秒最多可同时识别50个，频率为13．56MHz±7kHz（国际通用）的目标。它采用国际统一且不重复的8字节（64bit）唯一识别内码（Uniqueidentifier，简称UID），其中第1～48bit共6字节为生产厂商的产品编码，第49～56bit1个字节为厂商代码（ISO／IEC7816－6／AM1），最高字节固定为“EO”。其使用寿命大于10年或读写10万次，无机械磨损、机械故障，可在恶劣环境下使用，工作温度为－25～＋70℃可反复读写且扇区可以独立一次锁定，并能根据用户需要锁定重要信息；现有的产品一般采用4字节扇区，内存从512bit～2048bit不等。

RI－R6C－001A芯片采用柔性封装，它的超薄和多种大小不一的外型，使它可封装在纸张和塑胶制品（PVC、PET）中，既可应用于不同安防场合，也可再层压制卡。国际标准化组织已把这种非接触感应芯片写入国际标准ISO15693中。其主要原因是因为该芯片具有封装任意、内存量大、可读可写、防冲撞等独特的功能。

2引脚排列与功能

图1所示为（RI－RRC－001A芯片和引脚排列）。

3内部结构

收发器需要5V外加电源，在实际操作中最小电压为3V，最大电压为5．5V，典型电压为5V。电损耗取决于天线阻抗和输出网络的配置。由于电源纹波和噪声会严重影响整个系统的性能，因此，德州仪器推荐使用标准电源。

射频收发器内部的输出晶体管是一个低阻场效应管，电耗直接在TX＿OUT脚消耗，推荐用5V电源供电，最好驱动50Ω天线。在输出端连接一个简单的谐振电路或者匹配网络可以降低谐波抑制，用选通方波驱动输出晶体管能达到100％的调制度。调整连接输出晶体管的电阻（典型电路中的R2）能获得10％的调制度，增大这个电阻，调制度也随之增加。通过发射编码器变换的数据可按照事先选择好的射频协议进行传输，通信速率应为5～120kB，而且至少要有一个速率满足已选择感应器协议的要求。

接收器通过外部电阻连接到天线后可将来自电子标签的调制信号通过二极管包络检波进行解调，接收解码器输出到控制器的数据是二进制数据格式，通信速率和射频协议由已选择的模式确定。在输出数据时，接收的数据串中已检测并标志了启动、停止、错误位。

该系统的正常时钟频率为13．56MHz，但是振荡器的工作频率范围为4MHz～16MHz。

在电源被重新启动后，设备为默认配置。RI－R6C－001A系统有三个有效电源模式。主要模式是满载模式，而空载模式仅出现在与电路有关的标准振荡器和最小系统工作中的标准振荡器停振时，掉电模式则完全关断设备内部的偏置系统。当SCLOCK保持高电平时，可在DIN端的输出脉冲上升沿唤醒电路。

RI－R6C－001A芯片的串行通信接口通常使用三根线，其中的SCLOCK为串行双向时钟；DIN为数据输入，DOUT为数据输出。参见图2所示的RI－R6C－001A内部结构图。

4典型电路应用

图3所示是RI－R6C－001A的典型应用电路，该电路可驱动50Ω的天线，当电源电压为5V时，输出射频的功率为200mW，而当电源电压为3V时，输出射频功率为80mW。

图3

由于电路中的发射器一直工作，因此，应增大集成电路散热片的尺寸以增加散热面积。设计电路时，应避免过大的分布电容，当电路板分布电容过高时，可配合晶振调整电容C5的值，以减少时钟的不稳定性。推荐C5值为22pF。通过软件处理可使收发器的调制度在100％～10％范围内调整。ISO15693协议规定标签允许执行10％～30％之间的调制度（除100％之外），通过改变电阻R2的值可以达到这个要求。

第2篇

关键词：电镀流水线行车避撞终端超声波测距

引言

现代电镀企业大量采用自动化挂镀流水线，在这些流水线中大多采用2吨左右的小型行车在各镀槽中转移挂具架。行车的行走、停止、吊具升降、停留等动作完全由PLC控制，可实现较高精度。行车运行质量直接关系到产量和产品质量参数的实现。在实际生产中，行车运行并不是特别理想。在生产线调试阶段，由于调试者技术水平和观测能力等主客观限制，行车与实际生产所需要的走位点之间往往存在微小的误差。通过长时间生产，这些原始误差会逐步积累放大，最终导致行车走位与实际需要之间出现比较明显的偏差，从而引起行车间的碰撞，造成挂具架倒挂等事故。一旦发生倒挂，整条生产线就必须停止，同时还需要人工处理掉落在渡槽中的镀件，每次处理时间至少在20分钟以上，对正常生产影响极大。为解决碰撞问题，有必要为行车设计和安装一种特殊的避撞终端。

一、避撞原理

行车一般都安装于特定轨道上并直线运行，要实现避撞，只要能及时检测两部行车之间的距离，在小于安全距离时暂停运行即可。在测距时，通常可使用四种方法：即无线电测距、激光测距、红外线测距和超声波测距。在电镀流水线上，渡槽通常需要蒸汽加热，很多原料比如出光剂（硝酸）、除脂剂(LH-303)等会出现挥发，在渡槽上空形成大量的白色雾气，所以红外线测距和激光测距均不适合。同时在电镀车间中存在大量的电力设备，无线电也会受到很大干扰，因而选择超声波测距作为实现手段。

超声波测距是一种非接触式测量方式，主要原理是：发射器定期发射超声波，遇到障碍物产生反射，由接收器接收回波信号，采用单片机进行监控，记录发射与接收的时间差Δt，然后可用以下公式得到准确的液位高度：L1=L-Δt*C/2

其中L是预先输入的罐体高度，C是超声波传播速度。不过超声波在空气中的传播速度受温度影响较大，与温度的关系大致可用下式来表示：

C=331.45+0.61φ（米/秒）φ为当地气温。

二、电路设计

避撞终端的结构框图如图1所示，主要由控制电路（ATmega8）、温度补偿电路、超声波发射驱动电路、发射换能器（T）、超声波接收检测电路和接收换能器(R)、输出接口和电源组成。超声波的发射频率决定采用谐振频率为40KHz超声波换能器TCT40-10F1(发射)和TCT40-10S1（接收），该器件工作距离约10m，盲区约30cm。

超声波发射驱动电路（如图2所示）采用以74HC04为核心的推挽式驱动电路，单片机PC3口输出40KHz的方波一路通过一级反向后加入换能器的一端，另一路通过两级反向后加入换能器的另一端，这样可以提高超声波的发射功率，继而增加最大测量距离。

超声波接收检测电路采用LM324两级反相比例放大电路和LM393比较电路组成。放大电路用于接收并放大信号，两级增益分别控制在40dB和20dB，LM393用于信号整形，整形后的信号将输入PC2口。

温度补偿电路采用美国Dallas公司的DS18B20芯片，其精度可以达到0.5℃。数据通过PC2口送入单片机。

三、软件设计

本次设计采用模块化方式，主要包括主程序、发射子程序、计算子程序、定时子程序、温度测量子程序、比较子程序等7个单元模块。

四、结束语

避撞终端可安装于行车行走装置导轨上方前端，测量范围约为0.3-10m，误差范围约±1cm，实际使用时控制的安全间距大致在50cm左右。在程序处理时需要引入数字滤波技术，根据多次测量计算出平均值，以提高测量精度。

在实际安装使用过程中，由于电镀生产环境较为恶劣，需要特别注意在终端外壳应用工程塑料等抗腐蚀材料，以增强对腐蚀性气体的抵抗能力。

参考文献：

[1]马潮.AVR单片机嵌入式系统原理与应用实践[M].北京:北京航空航天大学出版社.2007.

第3篇

关键词：移动通信平台双路电源控制器自动脉宽跳变强制PWM模式

引言

专用移动通信平台（EspecialMobilePlatform），简称EMP，是专门为特殊用户设计的，EMP可以使这些用户充分利用现有的蜂窝移动通信网的网络资源来传输他们的业务，从而节省了重新建网的费用和时间。EMP要求体积小，重量轻，功耗小，供电灵活，适应车载，具备“动中通信”条件，能适应部队、武警、公安、交通等部门和行业的使用需求。在EMP中常同时需要5V，3.3V，15V，以及可调的多路小功率直流电源以满足数据，语音，传真，短消息，全球定位等业务的需要。我们采用MAX1715设计了EMP的供电电路很好地满足了用户的需求。

1MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM专有技术——快速PWM脉宽控制，是为宽输入输出电压比，负载快速变化时保持工作频率和电感工作点不变而设计的。快速PWM脉宽控制克服了电流模式控制中，固定频率控制带来的负载瞬态响应差的问题，并且克服了传统的常开通时间和常关闭时间的大范围变频PWM控制带来的问题。MAX1715还提供100ns常开通时间，从而在负载响应时保持相对稳定的开关频率。

如图1所示，快速PWM脉宽控制是一个伪固定频率，具有电压前馈控制的常开通时间电流模式控制。它依靠输出滤波电容的ESR做电流检测电阻，输出纹波电压提供PWM坡度信号。控制算法比较简单：上面开关的开通时间只是由一个单稳态电路来决定，该单稳态电路的工作期和输入电压成反比，而和输出电压成正比。另外一个单稳态电路设定最小的关断时间（典型值是400ns）。如果误差比较器输出低，开通时间单稳态电路被触发。

MAX1715的PWM控制器具有自动的脉宽跳变模式和强制PWM模式两种工作模式。

1.1自动的脉宽跳变模式

对于跳变模式（脉宽跳变控制端SKIP置低，见图2），轻载时MAX1715自动由PWM控制跳变到PFM控制，这种跳变由一个比较器来决定，在电感电流过零时，该比较器截断了下端开关的开通时间。这种控制方式使脉宽跳变到PFM运行和脉宽不跳变的PWM运行的转折点对应于连续和不连续的电感电流转折点。这个转折点和蓄电池电压的关系不大，对于7V到24V的蓄电池电压，这个转折点基本保持不变。如果使用软饱和电感，PWM到PFM的转折点电流更小。

因为轻载时脉宽跳变，开关波形可能出现噪声和不同步，但是效率高。要在PFM噪声和效率间达到平衡就要改变电感值。通常，低电感值（假定线圈电阻保持恒定）在负载曲线中可以得到更宽的高效范围；高电感值在重载时效率高（假设线圈电阻恒定）并且输出纹波小。高电感值还意味着体积更大，和降低负载瞬态响应（尤其是在低输入电压时）。

图1MAX1715的快速宽控制逻辑图

直流输出的准确性由跟踪误差的水平来决定，电感电流连续时要比不连续时对纹波的调整性要高50％。电感电流不连续时如果有斜坡补偿，则直流电压的调整率还可以提高1.5％。

1.2强制PWM模式

在低噪声的强制PWM模式时，控制下端开关开通时间的过零比较器不工作。这使下端开关的波形和上端开关的波形互补。因为，PWM环要保持占空比为VOUT/VIN，所以，轻载时电感电流反向。强制PWM模式的好处是保持频率为常数，坏处是空载时电池电流有10mA到40mA，这由外部MOSFET决定。

强制PWM模式对提高负载瞬态响应，减小音频噪声很有好处，还能提高动态输出电压调整时所需的吸收电流能力，提高多路输出时的调整能力。

2MAX1715的参数计算

我们设计的移动通信平台电路参数如下：

输入电压VIN=8～14.5V；

输出电压VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；

蓄电池5×1.2V=6V，容量为2.8A·h；

纹波系数LIR=0.35；

负载电流3A；

开关频率第一路345kHz，第二路255kHz；

MOS管IRF7313，导通电阻RDS=0.032Ω，最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。

在确定开关频率和电感工作点（纹波比率）前，先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响，并因此决定了输出电容选择，电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力，并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80％。

电感工作点也是效率和体积的折中，最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际（每个周期在最大负载电流时，电感电流刚好过零）。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以，电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20％到50％电感电流间，所以，我们取LIR为0.35。

2.1电感选择

开关频率和电感运行点〔纹波(％)即纹波系数LIR〕决定了电感值，电感的直流电阻要小，以减小电感的损耗。最好选择铁心电感，并且磁芯要足够大，以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快，在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷，瞬态响应快。

第一种输出的电感为L1（对应图2中的L8），第二路输出的电感为L2（对应图2中的L9），当VIN取10V时其计算值如下：

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[10×345×103×0.35(3/0.8)]

=4.88μH

取标称值6.8μH；

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取标称值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）

=4.41A

2.2确定限流

限流的下限电流值等于最小限流门限（范围由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5％的值。

限流的方法有两种：一种是将脚3ILIM接脚

21VCC（见图2），对应的限流门限是默认值100mV；

另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接

电阻调限流门限（电阻范围由100kΩ到400kΩ），

内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则

限流电阻RLIMIT为

RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10－6)

=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

取标称值280kΩ。

图2MAX1715的实验电路

2.3输出电容选择

输出电容（对应图2中C35及C41）的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要，否则，过电压保护会触发。

在有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压，则ESRVDIP/ILOAD(MAX)。

在没有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vpp是电压纹波，则

ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

输出电容引起的不稳定工作体现在两个方面：双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡，这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定，电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。

fESR=f/π，fESR=1/（2×π×ESR×C)

我们选择了ESR零点频率低的钽电容，其电容值为330μF。

2.4输入电容选择

输入电容（对应图2中C39，C40）主要是要满足抑制开关产生的纹波电流（IRMS）的需要。

采用陶瓷电容，铝电容比较合适，因为，它们的电阻能抑制开通时的浪涌电流。我们选用了10μF的铝电解电容和10nF的陶瓷电容。

2.5MOSFET选择

注意最大输入电压时的导通损耗和开关损耗之和不超过封装热限制。选择下端的MOSFET也应尽量具有小的导通电阻，虽然，下端MOSFET在最大输入电压时电阻上的功率损耗最大，但是，在Buck电路中下端的MOSFET是零电压开关，所以，下端的MOSFET导通损耗不是问题，还可以在下端开关管上并一个肖特基二极管，以防止下端开关管的体二极管在死区时间导通。

最坏导通损耗在占空比极限时产生。上端MOSFET在最小输入电压时的导通损耗最大，在最大输入电压时开关损耗最大，即

导通损耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS

=5/8×32×0.046=0.2588W

开关损耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=

=(130×10-12×14.5×345×103×3)/1

=0.0283W

3实验结果

MAX1715由于没有电流检测电阻，并且有快速PWM控制和自动的脉宽跳变模式，所以，其效率相对其他应用电路更高，我们设计的电路实验效率达到了97％。电路图如图2所示。