数字信号论文范文

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第1篇

全桥逆变器采用的是绝缘栅双极晶体管，控制方式为有限双极性控制[4]，如图2所示。全桥逆变器的工作原理为：接通任一桥臂的两个绝缘栅双极晶体管，如IGBT1和IGBT3，接通时间ton，其值为DTs/2，（D为占空比，Ts为交替接通周期）。另一桥臂的晶体管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1与IGBT4同时接通或IGBT2与IGBT3同时接通外，高频变压器的一次电压和输出电压均为零。受负载电感的影响，负载处在一个交替接通周期内可以形成稳定的恒定电流。脉宽调制脉冲的宽度和负载的性质共同决定了负载电流的大小。在晶体管IGBT2和IGBT4的脉宽调制波形设置一个死区时间，以防所有开关管同时接通而产生短路。输出电流的调节通过IGBT1和IGBT3驱动信号的脉宽调节。

2数字脉宽调制

作为逆变电路的核心，输入信号经脉宽调制器与给定值比较后，转变为具有一定占空比的脉冲信号输出并驱动电路，进而对整个逆变电源的输出进行调整和控制。数字信号处理器中自带有脉宽调制模块，该模块中具有8个I/O引脚，组成编号为PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4个高/低端引脚对，并分别由4个占空比发生器控制。I/O引脚对低端与高端的状态在负载互补时恰好相反。脉宽调制模块具有4种工作模式，能够实现有限双极性控制。数字脉宽调制流程如图3所示，其工作模式由脉宽调制时基控制寄存器设定。引脚对PWM1H/PWM1L设置为递增/递减模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT2和IGBT4；引脚对PWM2H/PWM2L设置为双更新模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT1和IGBT3。无论何种工作模式，脉宽调制的定时周期均通过控制寄存器实现。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1设定，并在有限双极性控制模式下设置为1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2设定，并在有限双极性控制模式下不断更新，其更新数据由PI控制模块根据反馈电流或电压计算得到。脉宽调制时基控制寄存器的值在实时控制过程中不断增加，并不断与占空比寄存器的值进行比较，直至两者相等时输出脉宽调制信号，并通过设置置位比较控制寄存器将输出信号分为低有效和高有效。通过设置脉宽调制模块自带死区时间发生器的控制位，可以为PWM1H/PWM1L的死区时间设置插入位置和大小。2.3PI调节对于对象为惯性环节或滞后环节的连续控制系统，理想的控制方法是比例+积分（PI）控制，以保证系统稳定后不会出现稳态误差。由于高频逆变电源的对象为二阶惯性环节，因此适于采用增量式PI控制[5]。在由数字信号处理器控制的逆变电路中，采用软件得到的高频方波信号具有精准的占空比和频率，如图4所示。图中Ig和If分别为基准电流和实测电流，e为两者的差值，即电流偏差，Ig为数字信号处理器产生的方波电流。PI调节的执行机构和控制对象分别为脉宽调制模块和全桥逆变电路。即将电流偏差e输入PI控制器，由脉宽调制模块输出脉冲信号，以调节逆变电路的交替接通，进而控制电流。

3实验研究

第2篇

1.1电平转换电路因为DSP的GPIO端口所能承受的电平为3.3V，而解码芯片HCTL_2021和光耦的输出信号为5V。为了保证DSP的GPIO端口能正常工作，需要接入电平转换芯片SN74LVC4245A，该芯片的功能是将5V电平转化3.3V电平。

1.2解码电路作为HCTL_2020的改良版，HCTL_2021在稳定性和抗干扰方面都有着突出的表现。交流伺服电机的光电编码器接入解码芯片HCTL_2021。解码芯片内部具有计数功能，当HCTL_2021捕捉到光电编码器输出正电平时计数值加1。解码以后的数据经8位数据线，依次将高8位和低8位输出至DSP。同时为了节省引脚，本系统设计时将4块HCTL_2021并联后接入DSP的GPIO端口。DSP通过软件设置分时读取解码芯片的数据。

2全自动信封包装机控制系统软件设计

2.1PID控制算法简介按偏差的比例、微分、积分进行控制的控制器叫PID控制器。数字PID控制器的原理框图如图3所示。其中，r(k)为系统给定值，e(k)为误差，u(k)为控制量，c(k)实际输出。PID控制器解决了自动控制理论所要解决的最基本问题，即系统的稳定性、快速性和准确性。调节PID的参数，可以实现在系统稳定的前提下，兼顾系统的带负载能力和抗干扰能力。Kp为比例系数；ki=(kp×T)/Ti为积分系数；kd=(kp×Td)/T为微分系数；Ti为积分时间常数，Td为微分时间常数，T为积分周期。当进行PID调节时，系统在运行初期由于偏差过大，会导致调节量u(k)过大，从而导致超调过大给系统带来很大的冲击。故需要对（1）式中的e(k)做一定的限幅处理。另外，当系统进入稳定状态以后，必然会产生一定的稳态误差，该误差在一个很小的范围内波动，如果控制器反复对其进行调节势必造成系统的不稳定。所以，系统必须设定一个输出允许带e0，即当采集到的偏差|e(k)|<e0时，不改变控制量。PID控制程序流程图如图4所示。

2.2PID算法在系统中的实现由于本系统的同步控制由一主多从的模式来实现，所以，2、3、4号伺服电机的转速和位置信号必须跟随1号伺服电机的转速和位置信号的变化。DSP中事件管理器模块的定时器产生频率可控的PWM波来控制伺服电机，PWM波的频率控制电机的转速，PWM波的个数控制电机的位置。设多伺服电机轴编码器输出脉冲数偏差值为e(k)，在k时刻电机的实际反馈转速分别为u1(k)、u2(k)、u3(k)、u4(k)。各伺服电机轴同步速度偏差值。根据不同的生产工艺要求可以设定允许偏差值的最大变化范围max，当e(k)≤eM时，系统不需要进行调节控制，当e(k)>eM时，需要进行调节控制。本系统以TMS320F2812为控制器实现PID控制。在软件中设置定时中断，在中断程序中，计算各从伺服电机的转速和位置并与1号伺服电机的转速与位置信号进行比较，求出偏差值e(k)。经PID调节，对于偏差做出快速反应和补偿。本系统的软件处理采用增量式调节。（3）式中，u(k)为1号伺服电机控制量增量，其中i=2，3，4；u1(k)、ui(k)、ui(k-1)、ui(k-2)分别是k、k-1、k-2时刻1号伺服电机及i号电机轴的编码器输出脉冲采样值；Kp是比例系数；Ki是积分系数；Ki=KpT∑i；Kd是微分系数，Kd=KpT∑d；T是采样周期；∑i是积分时间常数；∑d是微分时间常数。

3系统设计中遇到的问题及解决方法

1同步启动为了保证4台伺服电机的位置相同，本系统设计了同步启动程序。由于伺服电机每次转到其固有零点时会发出一条高电平信号Z，将该信号接入DSP的捕获引脚。当DSP捕获引脚捕捉到高电平跳变时，立即PWM波的输出，使伺服电机停止在固有零点处。当4台伺服电机都停止后，延迟一定时间，再同时启动4台电机，这样就实现了同步启动。2数据的分时读取每台伺服电机反馈的QEP编码信号通过HCTL_2021解码后都会产生8路数据输出信号，4台伺服电机将会产生高达32路的数据输出信号，如果直接连到DSP的I/O，将会极大地占用DSP的I/O口，不利于DSP的充分利用。此时，DSP分时读取4块解码器HCTL_2021的数据输出信号成为有效的解决办法。实验中，伺服电机在运转过程中每转一圈将输出2500个QEP编码脉冲，将每一路编码脉冲经过光耦隔离后送入到HCTL_2021的信号输入端进行解码。本系统在软件上采用中断方式分时读取GPIO上4块芯片的解码结果。并将1号伺服电机的信息保存到变量date1中。2、3、4号伺服电机的信息分别存放在变量date2、date3、date4中。通过分时读取，作者解决了DSP引脚不足的问题，最大限度的利用了DSP的引脚资源。特别需要注意的是：由于数字电路的电平转换需要一定的时间，所以在改变控制信号的电平后需要延迟一定时间，等其真正稳定。分时读取程序的流程图如图6所示。

4实验结果及结论

第3篇

1.1时域采样定理离散时间信号是从连续时间信号通过等间隔采样得到的，因此，弄清采样得到的信号与原始信号的关系是必要的，其中最重要的就是信号经过采样以后，信号信息会不会丢失？如果不丢失，即从采样信号无失真恢复出原始信号应该具备那些条件？也就是采样频率如何来确定的问题。在讲述之前，首先让学生观察如图1所示图形。通过观察图1所示图形的类比，积极引导让学生找出其中的差异。图1为某单一频率信号，由图1可看出，当在一个周期内采集8个采样点的时候，可以很轻松的恢复出原来模拟信号的样子；当采样点数减少4个的时候，一样可以看得出原模拟信号的包络；继续减少采样点数为2个时，仍可以观察得到信号的大致形状；但当采样点数为1个时，就无法确定原模拟信号的形状了，从而可以得到一个近似的结果，也就是一个周期内至少有两个采样点，即fs＞2fc。同学们有了一个直观的认识后，再根据推导得出结论，学生接受起来就变的容易，记忆也更深刻。

1.2频率分辨率频率分辨率在信号谱分析中是一个非常重要的概念，它反应了将两个相邻谱峰分开的能力，是分辨两个不同频率分量的最小间隔。频域采样间隔F=fs/N=1/NT=1/Tp，而文献中指出F=fs/N称为计算分辨率，即该分辨率是靠计算得到的，但它不反映真实的频率分辨率能力。F=1/Tp称为物理分辨率，补零仅仅提高了物理分辨率，而要得到高分辨率谱，则要通过增加数据记录。这让学生很难理解，教师也不好描述，以Matlab程序辅助图形讲解，如图2所示的两个模拟信号，通过图2可观察到的信号截取的有效长度对频率确定的影响。（a）只能观察到正弦信号很短的时间，不能测量其频率。（b）观察到周期的一半，可以估计出其频率，但有很大的不确定性。（c）观察到两个周期，不确定性被大大降低。

2例题图示引导法

双线性变换法与脉冲响应不变法相比其主要优点是避免了频率响应的混叠现象，但它的优点以频率的严重非线性为代价的。对于分段常数型的滤波器，双线性变换后，仍得到幅频特性为分段常数的滤波器，但是各个分段的边缘的临界频率发生了畸变，需要进行预畸变。

3类比法

拉普拉斯变化可以理解为是一种广义的傅立叶变换，它把频域扩展为复频域，扩大了信号的变换范围，并为分析系统响应提供了统一的规范方法。即H（s）为H（j赘）的推广。具体方法是：信号（ft）之所以不能满足绝对可积的条件，是当t寅∞或t寅-∞时，（ft）不为零，若用一个实指数函数e-滓t去乘（ft），只要滓的数值选择适当，就可以使收敛条件成立，e-滓t称为收敛因子。此时傅立叶变换公式变为。与所学过的知识，类比讲述，学生很容易掌握并且不容易忘记。这样的例子还很多，包括时域采样定理与频域采样，FIR滤波器的窗函数法和频率采样法等知识点的类比法。

4结论